Kmitočtové vlastnosti operačního zesilovače. Korekce operačního zesilovače

Frekvenční odezva operačního zesilovače zůstává plochá pouze v malém frekvenčním rozsahu. Rýže. 1.12, opakující se Obr. 8 na Obr. 1.8,c, ukazuje frekvenční odezvu operačního zesilovače 741.

Rýže. 1.12. Vysokoúrovňové diferenciální napěťové zesílení s otevřenou smyčkou jako funkce frekvence f (s laskavým svolením Texas Instruments, Inc.).

Nejrozšířenější charakteristikou frekvenční odezvy operačního zesilovače je součin zisku a šířky pásma, někdy nazývaný jednotná šířka pásma zesílení, B1. Součin zisku a šířky pásma (viz část 7.6.3) je frekvence, při které je zisk jednotný. Přestože B1 není uveden v technických charakteristikách operačního zesilovače 741, ale podle charakteristik na Obr. 1.12 můžeme určit, že tato frekvence je 1 MHz.

Příklad 1.10

Frekvenční odezva operačního zesilovače 741 má plochý úsek do 6 Hz, jaká je hodnota jeho zesílení na nižších frekvencích s otevřeným zpětnovazebním obvodem?

Maximální rychlost přeběhu výstupního napětí operačního zesilovače

Vstupní napětí operačního zesilovače se může změnit okamžitě, na rozdíl od výstupního napětí. Při přivedení vstupního impulsu se vstupní napětí téměř okamžitě změní o několik voltů, zatímco výstupní napětí se bude lineárně měnit od hodnoty přítomné na výstupu v okamžiku přivedení impulsu na novou hodnotu odpovídající změně vstupního napětí. Rychlost změny dV/dt tohoto napětí se nazývá maximální rychlost přeběhu výstupního napětí. Souvisí to s frekvenční charakteristikou zesilovače. Čím vyšší je frekvenční rozsah frekvenční odezvy, tím rychleji se může výstupní napětí měnit a tím vyšší je jeho nárůst.

Maximální rychlost přeběhu výstupního napětí operačního zesilovače 741 (viz obr. 1.8) je 0,5 V/µs. Na Obr. 1.13a ukazuje odezvu 741 na 10-V napěťový ráz a na Obr. 11.13.6 ukazuje diagram pro stanovení maximální rychlosti nárůstu napětí. Toto je opakovač napětí. Z Obr. 1.13a je vidět, že v reakci na kladný diferenciál se výstupní napětí náhle změní o 2 V a poté roste po nakloněném svahu, ale se záporným diferenciálem má vždy šikmý tvar.

Rýže. 1.13. Charakteristika (a) a zkušební obvod pro stanovení (b) maximální rychlosti nárůstu výstupního napětí

Příklad 1.11

Podle negativního rozdílu znázorněného na Obr. 1.13a, určete maximální rychlost nárůstu napětí operačního zesilovače 741.

Drift parametrů operačního zesilovače

Jiné typy operačních zesilovačů

Operační zesilovač 741 je bipolární tranzistorový operační zesilovač. Všechny obvody diskutované v této části jako příklad byly postaveny na tomto operačním zesilovači, protože je skutečně dostupný a je velmi široce používán jako hlavní operační zesilovač. Samozřejmě existuje mnoho dalších operačních zesilovačů a čtenář si může vybrat z katalogů dodávaných výrobci nejvhodnější operační zesilovač pro konkrétní aplikaci.

TL080 je novější a rychlejší operační zesilovač. Jedná se o kombinovaný operační zesilovač vyrobený na bipolárních tranzistorech, na jehož vstupu je tranzistor s efektem pole s řídicím /n přechodem. V tabulce 1.1 porovnává parametry 741 a TL080. Takže TL080, díky instalaci tranzistoru s efektem pole na vstupu, má vyšší vstupní odpor a mnohem nižší předpětí a posuvné proudy. TL080 má také vyšší zisk/šířku pásma a rychlejší maximální rychlost přeběhu. Zisky a CMRR těchto IC jsou srovnatelné. TL080 je kvalitnější operační zesilovač, ale je dražší a není tak dostupný. V mnoha případech nejsou výhody TL080 nijak zvlášť důležité a 741 je dostačující.

Integrátory a diferenciátory

Obvody diskutované v předchozích částech obsahovaly pouze odpory na vstupním a zpětnovazebním obvodu. Kondenzátory obsažené v těchto obvodech spolu s odpory umožňují konstruktérovi vytvářet další užitečné obvody, jako jsou integrátory, diferenciátory a filtry. Zvláště zajímavý je integrátor, který slouží jako základ pro analogové počítače (AVM).

Integrátor na operačním zesilovači

Elektronický integrační obvod lze postavit na bázi operačního zesilovače (obr. 1.14).

Rýže. 1.14. Základní obvod integrátoru operačního zesilovače.

Protože virtuální zem udržuje zemní potenciál na vstupu -IN, píšeme

(1.11)

kde Vc je počáteční napětí na kondenzátoru. Znaménko mínus vzniká v důsledku inverze operačního zesilovače.

V (1.11) je úbytek napětí na kondenzátoru Vno v podstatě stejný jako Vout, protože jedna deska kondenzátoru je připojena ke vstupu -IN, který je prakticky uzemněn.

Chcete-li získat počáteční napětí na kondenzátoru, nabijte kondenzátor na požadované napětí a poté otevřete mechanický nebo elektrický spínač, když začne integrace. Tento proces je ilustrován v příkladu 1.12.

Příklad 1.12

Pro schéma na Obr. 11.15 a určete Vout jako funkci času, pokud je spínač S1 rozpojen a S2 současně sepnut.

Rýže. 1.15. a-obvod a 5-tvarové výstupní napětí například 1.12.

Praktický integrátor

V ideálním kondenzátoru není žádný svodový proud. Pokud je tedy v integračním obvodu použit ideální kondenzátor (obr. 1.14), stejnosměrná složka se nepřenáší ze vstupu na výstup. Bohužel to znamená, že obvod bude integrovat jak offsetové napětí, tak offsetový proud a výstup bude produkovat rampové napětí i bez vstupního napětí. Nakonec toto narůstající napětí uvede operační zesilovač do saturačního režimu.

.

Rýže. 1.16. Integrátor s korekcí chyb DC

Poznámka: Tlačítko S je určeno pro periodické nastavení nulového potenciálu na deskách C při absenci vstupního signálu.

Na Obr. Obrázek 1.16 ukazuje obvod integrátoru, který nabízí tři možnosti pro minimalizaci vlivu nulového offsetu napětí a posuvných proudů. Spínač, který může být mechanický nebo elektrický, lze použít k periodickému vybíjení kondenzátoru nebo k nastavení počátečních podmínek. V mnoha obvodech je spínač sepnut, aby se vybil kondenzátor a nastavilo počáteční výstupní napětí na 0 V. Integrace začíná otevřením spínače.

Rezistor Rd se někdy používá ke snížení účinku nulového offsetového napětí. Bez tohoto rezistoru je konstantní výstupní napětí rovno A0l V0S, pokud je v obvodu přítomno Rd, stane se rovno V0S Rd / R1.

Příklad 1.13

b.

1.17. Odezva integrátoru na obdélníkové vstupní impulsy: a-vstup; b-výjezd.

Laboratorně byl testován integrátorový obvod s R = 10 kOhm a C = 0,22 μF. Na vstup byly přivedeny obdélníkové impulsy a z výstupu byly odebírány trojúhelníkové signály (obr. 1.17). Pokud Rd nebylo součástí obvodu, výstupní signál byl posunut, dokud jeho kladný nebo záporný vrchol nedosáhl saturace. Když bylo Rd = 1 MOhm spínáno paralelně s kondenzátorem, bylo možné udržet výstupní napětí na hraně saturačního režimu.

Příklad 1.14

Jaká je nejnižší integrační frekvence pro právě diskutovaný obvod?

Protože Rd = 1 MΩ a C = 0,22 μF, pak

Pokud je požadována přesná integrace, nejnižší frekvence integrovaného signálu by se měla rovnat výsledné hodnotě vynásobené 10, tj. 7,2 Hz. Přesnost tohoto obvodu klesá při velmi nízkých frekvencích.

Rezistor Rs lze použít ke snížení účinků vstupního předpětí a offsetových proudů. Stejně jako dříve se Rs musí rovnat R1 a Rd zapojeným paralelně. Protože však Rd má vysokou hodnotu, lze Rs považovat za rovné R1. Tato volba je také platná, pokud Rd v obvodu chybí.

Diferenciátor

Operační zesilovače lze také použít k vytvoření derivačních obvodů, kde je výstupní napětí úměrné derivaci vstupního napětí. Schéma na Obr. 1.18 je diagram ideálního derivátoru a je popsán rovnicemi:

Rýže. 1.18. Diferenciátor na operačním zesilovači

Výstupní napětí je tedy úměrné derivaci vstupního napětí.

Bohužel, diferenciační obvody mají vysoký zisk při vysokých frekvencích. Je-li sinusový kmit A sin co/ přiveden např. k integrátoru, výstupní napětí bude (-A/ω) cosωt. Toto výstupní napětí klesá s rostoucí frekvencí. Je-li stejná sinusovka přivedena do derivátoru, pak výstupní napětí je nyní A ω cosω a roste s rostoucí frekvencí. Protože diferenciátor zesiluje vysokofrekvenční signály, je citlivý na hluk a vibrace. To je důvod, proč jsou integrátoři často upřednostňováni před diferenciátory.

B ukazuje, že derivační obvody lze upravit tak, aby potlačovaly vysokofrekvenční signály. Na Obr. Obrázek 1.19 ukazuje diagram derivátoru s frekvenční korekcí. Rozlišuje frekvence pod f1, kde

f1 = 1/(2πRс,C)

a integruje frekvence nad f2, kde f2 = 1/(2 πRCc).

Rýže. 1.19. Diferenciátor s frekvencí Poznámka: Tenká čára ukazuje korekci (a) a její frekvenční charakteristiku (b) (© a frekvenční charakteristiku s otevřeným zpětnovazebním obvodem, rozlišení od John Wiley & Sons, tlustá je frekvenční charakteristika derivátoru Inc.).

Hodnoty f1 a f2 lze nastavit odpory a kondenzátory v obvodu. Zpravidla se f2 volí rovno nebo mírně vyšší než f1. Tento obvod je stabilním derivátorem pro frekvence mírně nad f1.

Operační zesilovač je vysoce kvalitní DC zesilovač. Zesiluje signály od nulové frekvence f = 0 až po mezní frekvenci fgr. Operační zesilovač je implementován ve formě integrovaného obvodu. Symboly OS jsou zobrazeny na obrázku:

Nejpoužívanější operační zesilovače jsou napájeny z děleného ± U zdroje s nulovou svorkou. Obvykle |+U| = |-U| = 3…18 V.

Často se v diagramech používají zjednodušené UGO (a, b). V zahraniční literatuře se obvykle používá možnost (a). Možnosti (a) a (b) neodpovídají ESKD a nelze je použít v kurzech a diplomových projektech.

Fyzikální význam invertujících a neinvertujících vstupů spočívá v tom, že když je na invertující vstup přiveden sinusový signál, fáze výstupního signálu je posunuta o 180 stupňů vzhledem k fázi vstupního signálu; když je signál přiveden na neinvertující vstup, fáze vstupního a výstupního signálu se shodují.

Operační zesilovač zesiluje rozdíl ve vstupních napětích – Uin1 a Uin2.

Napětí Udif mezi invertujícím a neinvertujícím vstupem se nazývá diferenciální napětí (diferenciální signál).

Udiff = Uin2 - Uin1.

Uout = k·Udiff, kde k je zisk operačního zesilovače.

Přenosová charakteristika operačního zesilovače

Operační zesilovač je dobře charakterizován svou přenosovou charakteristikou - závislostí tvaru Uout = f(Udif), kde f je určitá funkce.

Charakteristika většinou neprochází počátkem. U různých instancí operačních zesilovačů stejného typu může tato charakteristika přecházet jak vlevo, tak vpravo od počátku. Není možné předem předvídat přesnou polohu této charakteristiky. Hodnota napětí Udifat, při které je splněna podmínka Uout = 0, se nazývá předpětí (nulové předpětí) a značí se Ucm. Například pro operační zesilovač typu K140UD1 Ucm = ±10 mV

Aby výstupní napětí bylo nulové, když je zesílený signál nulový, tzn. Aby se zajistilo, že charakteristika přenosu přes počátek souřadnic, jsou přijata opatření pro kompenzaci offsetového napětí (vyvážení, korekce nuly, nastavení nuly). Pro tento účel mohou být poskytnuty „NC“ svorky, na které musí být přivedeno napětí pro kompenzaci Ucm, jak je znázorněno na obrázku:

Napětí Ucm závisí na různých faktorech a může se lišit následovně:

• O jednotky až desítky mikrovoltů při změně teploty o 1°C;
• O jednotky až desítky mikrovoltů při změně napájecího napětí o 1V;
• O zlomky několika mikrovoltů při zvýšení životnosti obvodu o 1 měsíc.

Rozsah výstupního napětí odpovídající téměř vertikální části přenosové charakteristiky se nazývá oblast zesílení. Provozní režim odpovídající tomuto rozsahu se nazývá režim zesílení (lineární, aktivní režim).

V lineárním režimu Uout = k·Udiff, kde k je napěťové zesílení (napěťové zesílení, rozdílové zesílení signálu), k = 104...105.

V režimu saturace Uout.max = +Upit – 3V, Uout.min = -Upit + 3V.

V přibližných výpočtech vezměte: Uout.max = +Upit, Uout.min = -Upit.

Rozsah hodnot napětí Udiff je tak malý, že v režimu lineárního zesílení se v praktických výpočtech bere Udiff = 0.

Signál společného režimu

Operační zesilovače jsou navrženy tak, aby co nejvíce změnily Uout při změně Udif a co nejméně měnily Uout se stejnou (fázovou) změnou Uin1 a Uin2.

Na obrázcích:
a) platný je pouze signál společného režimu: Uсф = Uin1 = Uin2, zatímco Udiff = 0;
b) graf závislosti Uout na Usph.

Pokud modul |Uсф | je relativně malý, pak má společný signál malý vliv na napětí Uout. Jinak jeho vliv, jak vyplývá z grafu, může být velmi významný. Pokud se ukáže, že signál společného režimu je příliš velký, operační zesilovač může selhat. Vliv signálu společného režimu při jeho malých hodnotách modulu je charakterizován faktorem zesílení signálu společného režimu Ksph a koeficientem útlumu signálu společného režimu Kos.sph

Koeficient K je vždy kladný. Koeficienty Ksf a Kos.sf mohou být kladné nebo záporné. Ale referenční údaje obvykle uvádějí moduly těchto koeficientů. Modul součinitele Ksph se obvykle blíží jednotce, proto je modul součinitele Kos.sph zpravidla stejného řádu jako součinitel K, tzn. 104...105.

Vliv vstupních proudů na výstupní napětí

Uvažujme obvod se dvěma odpory na vstupu při absenci zdrojů vstupního signálu.

Amplitudo-frekvenční odezva operačního zesilovače

S rostoucí frekvencí f klesá koeficient K a dochází k fázovému posunu φ mezi napětími Udiff a Uout (předpokládá se, že tato napětí jsou sinusová). Abychom to vzali v úvahu, je vhodné vzít v úvahu komplexní napěťové zesílení:

Frekvenční odezva operačního zesilovače je znázorněna na obrázku:

Frekvenční odezva ukazuje, že || začíná klesat již při velmi nízkých frekvencích (asi 10 Hz). V praktických obvodech se používají operační zesilovače s negativní zpětnou vazbou, což výrazně zlepšuje frekvenční vlastnosti a zajišťuje provoz na frekvencích desítek a stovek kHz.

Některé operační zesilovače mají frekvenční charakteristiky takové, že se mohou samobudit (přeměnit operační zesilovač na oscilátor). K provedení nezbytných změn frekvenčních charakteristik se používají korekční zařízení (kondenzátory nebo RC obvody). Piny operačního zesilovače určené pro připojení korekčních obvodů jsou označeny FC.

ODDÍL 2. Analogová elektronická zařízení. Zesilovače.

Zesilovače

Při měření elektrických veličin, sledování a automatizaci technologických procesů je potřeba zesilovat elektrické signály. K tomuto účelu slouží zesilovače, tzn. zařízení, ve kterých vstupní signál s relativně nízkým výkonem řídí přenos podstatně většího výkonu ze zdroje energie do zátěže. Zesilovače se vyrábějí pomocí bipolárních a polních tranzistorů nebo integrovaných obvodů.

Nejjednodušší buňka, která umožňuje zesílení, se nazývá kaskáda. Blokové schéma zesilovacího stupně je znázorněno na obrázku:

Zesilovací stupeň má vstupní obvod, do kterého je přiváděno vstupní napětí Uin (zesílený signál), a výstupní obvod pro získávání výstupního napětí Uout (zesílený signál). Zesílený signál má výrazně větší výkon než vstupní signál. Ke zvýšení výkonu signálu dochází v důsledku zdroje elektrické energie E. UE je řídicí prvek vyrobený na bipolárním nebo polem řízeném tranzistoru.

Mezi hlavní vlastnosti zesilovače patří:

Získat

Uvažujme napěťové zesílení, ku = Uout /Uin, proudové zesílení ki = Iout /Iin, výkonové zesílení kr = Pout /Rin = Ku ·Ki. Zde U a I jsou efektivní hodnoty sinusového napětí a proudu. Výkonové zesílení kr > 1. Podle parametru, který je zesilován, se zesilovače dělí na napěťové, proudové a výkonové. V některých případech je zesilovač vyroben vícestupňový, což umožňuje zvýšení zisku. Blokové schéma vícestupňového zesilovače je znázorněno na obrázku:

Při splnění podmínek Uout1 = Uin2, Uout2 = Uin3, ..., Uoutn-1 = Uinn se zisk rovná součinu faktorů zesílení těchto stupňů: Ku = Uoutn / Uin1 = K1 K2 ...Kn .

výstupní výkon

Jedná se o výstupní výkon zesilovače v daném provozním režimu: Pout = 0,5 · Un.m · In.m, kde Un.m je amplituda sinusového napětí na zátěži, In.m je amplituda sinusového průběhu zátěžový proud.

Účinnost

Tento koeficient se rovná poměru výkonu na výstupu zesilovače k ​​výkonu dodávanému zdrojem energie s napětím E: η = Pout /Po, kde Po = E·I0 (I0 je složka konstantního proudu).

Amplitudo-frekvenční odezva

Jedná se o frekvenční závislost modulu zesílení. Podle typu frekvenční charakteristiky se zesilovače dělí na zesilovače stejnosměrného proudu (DCA), zesilovače zvukové frekvence (AF) a selektivní zesilovače.

Frekvenční odezva těchto zesilovačů je znázorněna na obrázku:

– faktor frekvenčního zkreslení (kde Kf je zesílení na dané frekvenci).

Δf – šířka pásma zesilovače. U UPT (a) začíná od frekvence signálu f = 0. UPT zesiluje konstantní i střídavé signály.

Při ultrazvukové frekvenci (b) není konstantní signál zesílen. Nízkofrekvenční signály jsou zesíleny od spodního kmitočtového limitu fH k hornímu kmitočtového limitu fB.

Charakteristiky typu (c) jsou charakteristické pro rezonanční a frekvenčně selektivní zesilovače.

Amplitudová charakteristika

Jedná se o závislost amplitudy výstupního napětí (proudu) na amplitudě vstupního napětí (proudu). Amplitudová charakteristika je znázorněna na obrázku:

Bod 1 odpovídá šumovému napětí naměřenému při Uin = 0, bod 2 odpovídá minimálnímu vstupnímu napětí, při kterém lze odlišit signál od šumu pozadí na výstupu zesilovače. Sekce 2-3 je pracovní sekce, ve které je zachována proporcionalita mezi vstupním a výstupním napětím zesilovače. Po bodu 3 jsou pozorovány nelineární zkreslení vstupního signálu. Stupeň nelineárního zkreslení se odhaduje podle faktoru nelineárního zkreslení (neboli harmonického zkreslení):

, kde U1m, U2m, U3m, Unm jsou amplitudy 1. (základní), 2., 3. a n-té harmonické výstupního napětí.

Hodnota D = Uin.max / Uin.min charakterizuje dynamický rozsah zesilovače.

Kroková odezva

Jedná se o závislost výstupního napětí na čase Uout (t), kdy je na vstup přiveden skokový signál Uin (t) = E·1(t). Přechodná odezva je znázorněna na obrázku:

Zobrazuje skokové napětí Uin a funkci K(t) = Uout (t)/E.

Přechodová odezva K(t) je charakterizována překmitem δ, dobou náběhu tн, dobou trvání impulsu, relativním poklesem plochého vrcholu ΔK/K0.

Vstupní impedance

Jedná se o odpor zesilovače na vstupní straně pro proměnnou složku daného kmitočtu.

Rin = Uin / Iin, kde Uin a Iin jsou hodnoty amplitudy napětí a proudu na vstupu zesilovače.

Výstupní impedance

Charakterizuje odpor zesilovače na výstupní straně pro proměnnou složku signálu daného kmitočtu.

Kde ΔUout a ΔIout jsou přírůstky hodnot amplitudy napětí a proudu na výstupu zesilovače, způsobené změnou odporu zátěže.

Zpětná vazba v zesilovačích

Zesilovač, ve kterém je část energie výstupního signálu přiváděna na vstup, se nazývá zpětnovazební zesilovač. Blokové schéma zpětnovazebního zesilovače je znázorněno na obrázku:

Na vstup zesilovače se ziskem K je přiveden signál y. Je rovna součtu vstupního signálu xin a signálu z procházejícího zpětnovazebním obvodem z = Β · xout. Zde Β je koeficient zpětné vazby. Signál na výstupu zesilovače xout bude roven y · K, nebo: xout = (xin + Β · xout ) · K. Spojení mezi vstupními a výstupními signály v takovém zesilovači je rovno

Zisk zpětnovazebního zesilovače je

V posuzovaném případě y = xin + z, tzn. Na vstupu jsou signály sečteny. Tato zpětná vazba se nazývá pozitivní. Pozitivní zpětná vazba se v zesilovačích nepoužívá.

Zesilovače používají negativní zpětnou vazbu (NFB), ve které y = xin - z.

Zisk zesilovače s OOS je roven

kde K je dopředný přenosový koeficient nebo zisk bez zpětné vazby, Β je koeficient přenosu zpětnovazebního obvodu, 1 + Β·k je hloubka zpětné vazby, Β·k je zesílení smyčky.

Pro Β·k >> 1, Koc ≈ 1/Β, tzn. s hlubokým OOS závisí pouze na vlastnostech zpětnovazebního obvodu.

V obecném případě mají K a Β komplexní charakter. Pro jednoduchost je vhodné je považovat za frekvenčně nezávislé, tzn. skutečné hodnoty K a B.

Klasifikace zpětné vazby v zesilovačích

Operační systémy mohou být v závislosti na jejich umístění vzhledem k zesilovači interní, pokud je signál přenášen z výstupu na vstup přes vnitřní prvky zesilovače, a externí, pokud kryjí zesilovač zvenčí.

Z hlediska jejich vlivu na velikost zesílení jsou zpětnovazební smyčky kladné, pokud jej zvyšují, a záporné, pokud jej snižují.

Implementace užitečné zpětné vazby se může lišit. Existují 4 typy zpětné vazby:

Obrázky ukazují:
a) sériová napěťová zpětná vazba
b) paralelní OS v napětí
c) sériová proudová zpětná vazba
d) paralelní proudová zpětná vazba

Chcete-li určit typ zpětné vazby (FE), musíte „zkratovat“ zátěže. Pokud se zároveň zpětnovazební signál dostane na nulu, pak je to zpětná vazba v napětí, pokud signál zpětné vazby neklesne na nulu, pak je to zpětná vazba v proudu. Při napěťové zpětné vazbě je zpětnovazební signál z výstupu zesilovače na vstup úměrný výstupnímu napětí. Při proudové zpětné vazbě je zpětnovazební signál úměrný výstupnímu proudu. V sériové zpětné vazbě (přičítání napětí) je zpětnovazební signál napětí, které je odečteno (pro zápornou zpětnou vazbu) od napětí externího vstupního signálu. Při paralelní zpětné vazbě (sčítání proudu) je zpětnovazební signál proud, který je odečten od proudu externího vstupního signálu.

Vliv negativní zpětné vazby na hlavní charakteristiky zesilovače

V praxi se negativní zpětná vazba (NFB) široce používá v zesilovačích k cílené změně charakteristik:

Zisk (KOS)

Jak je uvedeno výše, zisk zesilovače pokrytého OOS je určen vzorcem:

Pokud je hloubka OOS dostatečně velká ΒK >> 1, pak Koc = 1/Β. To znamená, že Koc závisí pouze na vlastnostech zpětnovazebního obvodu a nezávisí na vlastnostech dopředného přenosového obvodu (tranzistory, operační zesilovače atd.), které nejsou vysoce stabilními parametry. Pokud obvod zpětné vazby obsahuje pouze vysoce stabilní prvky (rezistory, kondenzátory atd.), pak se Koc ukazuje jako stabilní, tzn. jakákoli změna zisku je oslabena působením OOS.

Frekvenční odezva zesilovače pokrytá zpětnou vazbou prostředí

OOS snižuje frekvenční zkreslení, tzn. rozšiřuje šířku pásma Δf jak směrem k nízkým (fH), tak směrem k vysokým (fB) frekvencím.

Uvažujme příklad, kde je obvod přímého přenosu tvořen operačním zesilovačem typu K140UD8 a obvod zpětné vazby je tvořen rezistory R1 = 9 kOhm, R2 = 1 kOhm:

R1 a R2 jsou dělič napětí a .

,

Frekvenční odezva operačního zesilovače K140UD8 a operačního zesilovače pokrytého OOS s Β = 0,1 jsou znázorněny na obrázku:

Mezní frekvence operačního zesilovače bez OOS je 10 Hz.

K určení fav.os mezní frekvence zesilovače pokrytého zápornou zpětnou vazbou stačí jako první přiblížení nakreslit vodorovnou čáru na úrovni || = 10, dokud se neprotne s amplitudově-frekvenční charakteristikou použitého operačního zesilovače K140UD8. fav.os = 5·105 Hz.

Vstupní impedance zesilovače pokrytého OOS

Výstupní impedance zesilovače pokrytého OOS

I přes snížení zisku se tedy OOS široce používá k výraznému zlepšení výkonu zesilovače, například ke zvýšení stability a vstupní impedance a snížení výstupní impedance.

Třídy činnosti tranzistorů v zesilovači

Předpokládejme, že na vstup zesilovače je přiváděn sinusový signál.

Existují třídy A, AB, B, C a D v závislosti na poloze výchozího pracovního bodu (statický režim) a velikosti vstupního napětí. Hlavní charakteristiky těchto režimů jsou nelineární zkreslení a účinnost. Činnost zesilovače v odpovídajícím režimu je vysvětlena pomocí další charakteristiky na obrázku:

Uout.A – platí po celou dobu Uin.A. Uout.V – platí po polovinu období Uin.V. Uout.C – platí pro interval kratší než polovina období Uin.C.

Třída A předpokládá provoz na lineární části charakteristiky s malým signálem Uin a relativně velkou konstantní složkou Uin.p. Nelineární zkreslení je minimální. Účinnost však prudce přesahuje 0,35. Používá se ve vysoce kvalitních lineárních zesilovačích.

Třída B se vyznačuje provozem s velkým signálem Uin. Je zachycena nelineární část přenosové charakteristiky. Tvar výstupního napětí je zkreslený (půl sinusovka). Účinnost však dosahuje 80 %. Používá se ve 2-cyklových výkonových zesilovačích.

Třída C se vyznačuje tím, že vstupní napětí je větší než u třídy B. Výstupní napětí pracuje méně než polovinu periody. Režim je doprovázen velkými zkresleními zesíleného napětí, ale účinnost se blíží jednotě. Používá se v selektivních zesilovačích a samooscilátorech.

Třída AB je mezi A a B.

Třída D je klíčová (tranzistor je buď v saturaci nebo v cutoff).

Zesilovače na bázi bipolárních tranzistorů

V průmyslové elektronice se často upřednostňují obvody založené na bipolárních tranzistorech, které jsou znázorněny na obrázku:

Zdrojový signál např. s vnitřním odporem Rg je přiváděn na vstup zesilovacího stupně přes vysokokapacitní oddělovací kondenzátor C1. Zesilovací signál je odváděn z rezistoru RH přes vysokokapacitní oddělovací kondenzátor C2. Každý obvod je napájen z EMF zdroje E. Pracovní bod na vstupní charakteristice tranzistoru se posouvá pomocí napěťového děliče přes odpory R1 a R2.

Zesilovače pracují ve třídě A. Re -Ce - obvod stabilizace emitoru počátečního pracovního režimu. C1 zabraňuje stejnosměrnému spojení zdroje např. se zesilovačem, C2 zabraňuje stejnosměrnému spojení výstupního kolektorového obvodu s RH a SE eliminuje negativní zpětnou vazbu na střídavý proud. C1, C2, SE jsou zvoleny tak, že v oblasti středních frekvencí jsou proměnné složky na nich zanedbatelné: XC1 = 1/ωc1<< rвх.э , XC2 = 1/ωc2 << RH, XСЭ ≈ 10·XC1 .

Zesilovač se společným emitorem má:

• Napěťový zisk až desítky jednotek;
• Součinitel napětí-proud několik desítek jednotek;
• Nízká vstupní impedance (od stovek ohmů do desítek kohmů).

• Stabilní napěťové zesílení blízké hodnotě 1 (v rozsahu 0,9...0,9995);
• Vysoká vstupní impedance;
• Nízká výstupní impedance.

Tranzistorové zesilovače s efektem pole

Zesilovače na bázi tranzistorů s efektem pole mají výrazně vyšší vstupní odpor ve srovnání se zesilovači na bázi polárních tranzistorů. Nejčastěji používaná schémata jsou znázorněna na obrázcích:

Schémata (a) a (b) – se společným zdrojem, (c) a (d) – se společným odtokem

Proud ve vstupním obvodu je 10-9 ... 10-12 A pro obvody (a) a (c). Pro obvody (b) a (d) je tento proud 103krát menší. Účel C1, C2 a C je stejný jako C1, C2, C v zesilovačích založených na bipolárních tranzistorech. Hodnota Rз je přiřazena velké hodnotě až několika MOhmů, určuje vstupní impedanci zesilovače.

Zesilovače se společným zdrojem mají napěťové zesílení v řádu několika jednotek. Jsou nejrozšířenější.

Zesilovače se společným kolektorem (brain followery) mají napěťové zesílení menší než jedna, vysokou vstupní impedanci, nízkou výstupní impedanci.

Mezi hlavní charakteristiky operačního zesilovače patří: přenos (T), amplituda-frekvence (AFC), logaritmická amplituda-frekvence (LAFC), fázově-frekvenční (PFC) charakteristiky.

1) Přenosové charakteristiky operačního zesilovače jsou uvedeny na Obr. .

Obrázek 6.6a ukazuje zahrnutí dvouvstupového operačního zesilovače do externího obvodu obsahujícího dva napájecí zdroje s opačnou polaritou (obvykle se stejnými hodnotami napětí a
), zátěžový odpor
a vstupní zdroj +–
.

Rýže. . Statická přenosová charakteristika operačního zesilovače.

Výstupní napětí operačního zesilovače se může symetricky měnit v obou polaritách vzhledem k nule (být bipolární), a pokud
, pak
. Tato podmínka se nazývá podmínka vyvážení op-amp. Napětí signálu může být také bipolární. Vezměme v úvahu, že operační zesilovač je řízen napětím
, pozorované mezi vstupy operačního zesilovače, bez ohledu na zemnící bod zdroje signálu. Pokud je invertující vstup operačního zesilovače uzemněn, pak je zesilovač neinvertující, jeho přenosová charakteristika (TC) je na obr. 6.6b (křivka 1). V tomto případě se vstupní a výstupní signály operačního zesilovače mění ve stejné fázi.

Pokud je neinvertující vstup operačního zesilovače uzemněn, pak je spínací obvod invertující (křivka 2 na obr. 6.6) a vstupní a výstupní signály jsou v protifázi.

Stejně jako v nejjednodušším dálkovém ovladači je ve skutečném operačním zesilovači nevyváženost. Na obr. 1c. Je prezentována přenosová charakteristika (křivka 1) skutečného operačního zesilovače, vyvážená aplikací externího nulového předpětí.

Vliv zatěžovacího odporu na amplitudu výstupního signálu je dán výstupním odporem zesilovače a přípustnou proudovou úrovní, při které signál v koncovém stupni neomezuje. Kromě toho musí být maximální přípustná úroveň výstupního proudu bezpečná pro koncový stupeň zesilovače. Na obr. 6.7, d. jsou uvedeny přenosové charakteristiky operačního zesilovače pro různé zátěžové odpory. Na Obr. je znázorněn ekvivalentní obvod, kde je výstupní odpor
zapojen do série se zátěžovým rezistorem
a výstup generátoru E.M.F.
.

V řadě spínacích obvodů je na vstupech operačního zesilovače EMF v běžném režimu
, což způsobí posun výstupní úrovně
. Chcete-li znovu vyvážit operační zesilovač, musíte mezi vstupy přidat diferenciální signál kompenzace chyby společného režimu.
. Generátor modulující toto napětí je zařazen v ekvivalentním obvodu v neinvertujícím vstupním obvodu (obr.).

Obr.6.8. Kompenzace nevyváženosti vznikající z EMF v běžném režimu pomocí generátoru
(A); posun přenosové charakteristiky a generování chyby offsetu
v důsledku poklesu kladného (b) a záporného (c) napájecího napětí.

2) Amplitudo-frekvenční a fázově-frekvenční charakteristiky.

Analytický výraz pro zesílení operačního zesilovače, rovný poměru výstupního napětí ke vstupnímu napětí, lze zapsat jako

Kde
- zisk operačního zesilovače bez zpětné vazby pro středofrekvenční oblast; - vazební nebo mezní frekvence, při které se zisk sníží o –3 dB. V případě, že je splněna charakteristika nerovnosti operačního zesilovače
, frekvence rohu je určena vzorcem
.

V praxi se často nepoužívá komplexní vyjádření zisku, ale jeho modul

.

Protože frekvence f je proměnná veličina a fc je pevná veličina, je snadné si všimnout, že jak se frekvence zvyšuje, zvyšuje se jmenovatel výrazu () a napěťové zesílení operačního zesilovače klesá.

Grafickou závislostí modulu napěťového zesílení operačního zesilovače na frekvenci je frekvenční charakteristika, která je znázorněna na Obr. přerušovaná čára 2. Jak je z obrázku patrné, frekvenční odezva je znázorněna na logaritmické stupnici a aproximována úsečkou 1, která se v praxi často používá pro usnadnění analýzy.

Operační zesilovač určený pro všeobecné použití musí mít z důvodů stability stejnou frekvenční odezvu jako dolní propust prvního řádu (inerciální prvek) a tento požadavek musí být splněn alespoň do frekvence jednotkového zisku. , frekvence, při které je zisk s otevřenou zpětnovazební smyčkou roven jednotce. V tomto případě se fázový posun výstupního harmonického signálu změní z nuly (protože operační zesilovač je UPT) na
. Na Obr. Je zobrazena frekvenční odezva a fázová odezva jednostupňového UPT (nejjednodušší operační zesilovač).

Mezní frekvence ( ) je definována jako frekvence, při které se zisk sníží o 3 decibely:
.

Frekvenční rozsah 0 nazývaná šířka pásma. Zavedení OOS se rozšiřuje šířku pásma (graf 2 na obr.).

V čem
;
;
, Kde – koeficient přenosu signálu obvodem zpětné vazby.

Při změně frekvence se fáze výstupního napětí posune vůči fázi vstupního napětí o úhel, rovnat se
. Protože výstupní napětí operačního zesilovače je za vstupním napětím, je před úhlem posunu umístěno znaménko mínus:

.

To je vysvětleno následovně. Signál neprochází operačním zesilovačem okamžitě, ale je po určitou dobu zpožděn v aktivních a pasivních prvcích operačního zesilovače. S rostoucí frekvencí zesíleného signálu se zvyšuje fázový posun mezi výstupním a vstupním napětím operačního zesilovače.

Grafická závislost fázového posunu mezi výstupním a vstupním napětím operačního zesilovače na frekvencích je fázová odezva, která je znázorněna na Obr. . Z obrázku a výrazu () je zřejmé, že když f=f fázový posun mezi výstupním a vstupním napětím operačního zesilovače je –45°. Jak se f blíží jednotkovému zesílení frekvence f, úhlu posunu má sklon k –90°. V nejjednodušším případě lze fázovou odezvu aproximovat segmentem s malou odchylkou od skutečné křivky, nepřesahující ±5,7° (±0,1 rad).

Sériový RC obvod má frekvenční odezvu útlumu –20 dB/dec nebo –6 dB/okt. Protože každý zesilovací stupeň operačního zesilovače je v nejjednodušším případě reprezentován ekvivalentním obvodem sestávajícím ze sériově zapojeného R a C, pak má také rychlost útlumu frekvenční odezvy –20 dB/dec. To je potvrzeno výrazem (). Například když se frekvence f desetinásobně zvýší ve frekvenčním rozsahu, kde
, kaskádový zisk se desetkrát sníží:

U třístupňového operačního zesilovače se zisk rovná součinu zisků jeho jednotlivých stupňů

Výsledné vyjádření je značně těžkopádné, proto často používají velmi přehledný a srozumitelný Bodeův diagram - graf závislosti desetinného logaritmu zesílení na desetinném logaritmu frekvence. To je výhodné, protože stupně zesílení, vyjádřené v decibelech, lze místo násobení sčítat [viz vzorec ()]. Frekvenční odezvu operačního zesilovače lze tedy získat vynesením frekvenční charakteristiky jeho kaskád do jednoho grafu a jejich grafickým sečtením (obr.).

Na nižších frekvencích , celková frekvenční charakteristika operačního zesilovače je součtem zisků jednotlivých stupňů (30 dB + 20 dB + 10 dB), ve frekvenčním pásmu
celkový zisk poklesne o -20 dB/dec v celém frekvenčním pásmu
klesá o –40 dB/dec a ve frekvenčním pásmu
všechny tři kaskády mají rychlost útlumu –20 dB/dec, což má za následek celkovou rychlost útlumu frekvenční odezvy operačního zesilovače rovnou –60 dB/dec. Tento přístup je široce používán při analýze nejen operačních zesilovačů, ale také všech vícestupňových zesilovačů.

V každém stupni operačního zesilovače dochází ke zpoždění signálu, což vede k celkovému fázovému zpoždění výstupního signálu vzhledem ke vstupu. Pro třístupňový operační zesilovač

Podle () je maximální možné fázové zpoždění signálu pro dva stupně operačního zesilovače –180° a pro tři stupně –270°. Pro frekvence nižší než je rohová frekvence fázové zpoždění jednoho stupně je menší než –45° au tří stupňů je menší než –135°. Úhel fázového posunu mezi výstupním a vstupním napětím operačního zesilovače závisí nelineárně na frekvenci. To způsobuje určité potíže při konstrukci fázové odezvy, a to navzdory skutečnosti, že dva body fázové odezvy lze snadno určit (s

, na

). V tomto ohledu je odezva fázové odezvy operačního zesilovače často aproximována nikoli asymptotami, jako je frekvenční odezva, ale krokovými segmenty, jak je znázorněno přerušovanou čarou 1 na obr. . Pokud při aproximaci frekvenční odezvy operačního zesilovače s přímými segmenty je největší chyba –3 dB, pak při aproximaci fázově frekvenční odezvy operačního zesilovače s přímými krokovými segmenty se rovná –45°.

Rýže. . Charakteristika operačního zesilovače: a) celkový třístupňový zesilovač; b) fázová frekvence (1 – přibližná; 2 – skutečná)

je funkcí frekvence a s rostoucím klesá. Frekvenční a fázové charakteristiky operačního zesilovače jsou složeny z charakteristik jednotlivých vnitřních stupňů, z nichž každý má svou časovou konstantu a lze je reprezentovat jako RC řetězec. Celková frekvenční odezva operačního zesilovače je aproximována Bodeho diagramem (obr.). Každý stupeň zavádí fázový posun o 90°, takže celkový fázový posun závisí na počtu stupňů a má tvar znázorněný na obr. 3a níže. Vzhledem k tomu, že výstup operačního zesilovače má již fázový posun 180° vzhledem k invertujícímu vstupu, na který je OOS napájen, pak při určité frekvenci celkový fázový posun dosáhne 360°. Pokud při této frekvenci hodnota
, Kde – Koeficient OS, pak záporný OS je pozitivní což vede k samobuzení obvodu.

Rýže. . Přibližné logaritmické amplitudově-frekvenční (AFC) a fázově-frekvenční charakteristiky.

Dynamické vlastnosti operačního zesilovače jsou charakterizovány jednotkovým ziskovým kmitočtem , maximální rychlost přeběhu výstupního napětí
a doba ustálení výstupního napětí
(doba doznívání přechodného procesu). S frekvencí související doba vyřízení
. Čím nižší je frekvence jednotkového zisku, tím je větší. Ve stejný čas
závisí nejen na , ale také na tvaru frekvenční charakteristiky. Minimální hodnota
se získá s útlumem frekvenční odezvy –20 dB/dec.

Všimněte si, že výše uvedené vztahy platí pouze pro dostatečně malý signál, při kterém rychlost změny výstupního napětí nepřekročí
. Když je signál velký, operační zesilovač je přetížen a
zvyšuje. Pro zajištění nízké hodnoty
, by měl mít dostatečně velký význam
.

Pokud je dvoustupňový operační zesilovač pokryt zápornou zpětnovazební smyčkou, pak při frekvenci jednotkového zisku, kdy je fázový posun roven –180°, může nastat kladná zpětnovazební smyčka, která povede k samobuzení operační zesilovač. U třístupňového operačního zesilovače může dojít k samobuzení při frekvenci nižší, než je frekvence jednotkového zisku, protože maximální fázový posun tohoto operačního zesilovače je 270°. V tomto ohledu je u třístupňových operačních zesilovačů větší nebezpečí samobuzení než u dvoustupňových a je nutná frekvenční korekce frekvenční charakteristiky. Proto se mezi integrálními operačními zesilovači rozšířily dvoustupňové. Konečný stupeň operačního zesilovače, který je implementován ve formě push-pull emitorového sledovače a nezesiluje napětí, není považován za zesilovací stupeň, zajišťuje jak konstantní výstupní napětí, tak
zesilovač

Stejný závěr lze vyvodit přímo z výrazu
. Až do
,
a nezávisí na absolutní hodnotě
.

Pokud je v uvažovaném příkladu obvod OOS nahrazen PIC, pak se zesílené frekvenční pásmo zesilovače sníží:

.

V tomto případě lze frekvenční odezvu zesilovače s PIC získat posunutím horizontální části původní charakteristiky směrem nahoru o hodnotu 201g(l–
) dB. Nová hodnota pro horní propust zesilovače
bude určena průsečíkem nového vodorovného řezu s pokračováním asymptoty se sklonem 20 dB/dec (obr.). Se zavedením PIC se tedy šířka pásma zesilovače zúží na (1–
) jednou.

Integrované operační zesilovače bez OS se prakticky nepoužívají. V tomto ohledu je třeba poznamenat, že

A
.

Pak
. Na

.

Rýže. . Vliv zpětné vazby na vazební kmitočet operačního zesilovače bez zpětné vazby (1) a se zpětnou vazbou (2).

Porovnáním () s výrazem () je snadné stanovit, že vazební frekvence operačního zesilovače v přítomnosti záporné zpětné vazby je rovna vazební frekvenci operačního zesilovače bez zpětné vazby, vynásobené rozdílem zpětné vazby.

Z frekvenční charakteristiky (obr.) je vidět, že zisk operačního zesilovače bez zpětné vazby je 70 dB a se zápornou zpětnou vazbou 20 dB. Pokud byla vazební frekvence operačního zesilovače bez zpětné vazby 20 kHz, pak pod vlivem negativní zpětné vazby se stala 5,7 MHz. Negativní zpětná vazba omezila zisk operačního zesilovače na 20 dB a výrazně rozšířila šířku pásma. V případě, že frekvence dosáhne 5,7 MHz, frekvenční odezva operačního zesilovače bez zpětné vazby a se zpětnou vazbou se shoduje. Všimněte si, že negativní zpětná vazba nerozšiřuje frekvenční odezvu operačního zesilovače a vazební frekvence operačního zesilovače se zvyšuje v důsledku snížení zisku.

Zesílení podél zpětnovazební smyčky, jak je vidět na Obr. , je rozdíl mezi zisky operačního zesilovače bez zpětné vazby a se zpětnou vazbou, vyjádřený v decibelech. To umožňuje určit jeho nebo vazební frekvenci graficky. Pro ilustraci výše uvedeného můžeme napsat rovnost

,

což znamená, že zisk podél zpětnovazební smyčky se zvyšuje, když se zisk operačního zesilovače se zpětnou vazbou snižuje.

V případě, že frekvenční odezva operačního zesilovače je –20 dB/dec, je součin zesílení operačního zesilovače vynásobeného jednotkovou frekvencí zesílení konstantní hodnotou (
=konst). To lze získat jak z Bodeho diagramu, tak analyticky:

Mělo by být objasněno, že součin faktoru zesílení a frekvence jednotkového zesílení zůstává konstantní a má lineární závislost pouze při rychlosti poklesu frekvenční odezvy –20 dB/dec.

Je třeba poznamenat, že pokud jsou hodnoty blízké, bude celkový sklon LFC menší než –20 dB/dec. To vytváří určité potíže při použití takového operačního zesilovače. To je vysvětleno skutečností, že při vývoji specifických obvodů je samotný operační zesilovač zpravidla pokryt obvodem OOS. Když je strmost LFC menší než –20 dB/dec, dochází ke ztrátě stability. V tomto případě se do operačního zesilovače zavede další externí nebo interní korekční obvod, který vytvoří sklon jeho LFC –20 dB/dec v celém frekvenčním rozsahu, dokud
. Tato korekce obvykle zužuje šířku pásma zesilovače.

Pokud je časová konstanta jednoho ze zesilovacích stupňů výrazně větší než ostatních, pak strmost –20 dB/dec v celém frekvenčním rozsahu tvoří zesilovač sám a další korekce nemusí být nutná.

V každém případě má tedy typická logaritmická amplitudově-frekvenční odezva operačního zesilovače v celém frekvenčním rozsahu konstantní sklon –20 dB/dec.

Je třeba poznamenat, že vytvoření LFC odpovídající přenosové funkci v obvodu dvoustupňového operačního zesilovače je dosaženo jednoduššími prostředky než v obvodu třístupňového zesilovače. To je vysvětleno skutečností, že maximální strmost LFC dvoustupňového operačního zesilovače je pouze -40 dB/dec. zatímco u třístupňového operačního zesilovače je to –60 dB/dec. Pro korekci dvoustupňového operačního zesilovače tedy stačí jeden korekční obvod a pro třístupňový operační zesilovač jsou zapotřebí dva takové obvody.

Kondenzátor se používá ke korekci frekvenčních vlastností dvoustupňového operačního zesilovače
. Časová konstanta koncového stupně je určena jeho kapacitou, kde
- zesílení kaskády s OE pro stejnosměrný proud,
- výstupní odpor diferenciálního stupně.

Diferenciální stupeň používá obvod „proudového zrcadla“, takže
velký a
,
- časová konstanta diferenciální kaskády. Časová konstanta v přenosové funkci se operační zesilovač stává rozhodujícím i při nízké kapacitě
.

LFC dvoustupňového zesilovače v místě průsečíku s osou má strmost –20 dB/dec, tj. takový operační zesilovač, když je pokryt externím obvodem OOS bez setrvačnosti, je absolutně stabilní spoj. Vnitřní frekvenční korekce operačního zesilovače je tedy prováděna jediným kondenzátorem
malá kapacita a snadná technologická implementace.

Operační zesilovače jsou velmi rozmanité z hlediska parametrů a vlastností. Pro první přiblížení lze domácí operační zesilovače rozdělit podle jejich parametrů do následujících skupin:

1) Operační zesilovače pro všeobecné použití se používají ke konstrukci komponent zařízení, které mají celkovou chybu sníženou o 1 %. Vyznačuje se relativně nízkou cenou a průměrnou úrovní parametrů (předpětí
- jednotky milivoltů, teplotní drift
- desítky mikrovoltů/°C, zisk
- desítky tisíc, rychlost přeběhu
- od desetin do jednotek voltů/mikrosekund).

2) Operační zesilovače s nízkým vstupním proudem jsou zesilovače se vstupním stupněm postaveným na tranzistorech s efektem pole. Vstupní proud
pA.

3) Vícekanálové operační zesilovače mají parametry podobné jako zesilovače pro všeobecné použití nebo mikrovýkonové zesilovače s přidáním parametru, jako je faktor separace kanálů. Slouží ke zlepšení hmotnostních a rozměrových parametrů a snížení energetické náročnosti zařízení. Západní společnosti vyrábějí duální přesné a vysokorychlostní zesilovače.

4) Vysokorychlostní širokopásmové operační zesilovače se používají pro převod rychle se měnících signálů. Vyznačují se vysokou rychlostí přeběhu výstupního signálu, krátkou dobou ustálení, vysokou frekvencí jednotkového zesílení a v ostatních parametrech jsou horší než operační zesilovače pro všeobecné použití. Bohužel doba zotavení po přetížení pro ně není standardizovaná.

Jejich hlavní parametry: rychlost přeběhu
V/μs; doba vyřízení
mks; jednotný zisk frekvence
MHz.

5) Přesné (vysoce přesné) operační zesilovače se používají k zesílení malých elektrických signálů doprovázených vysokou úrovní šumu a vyznačují se nízkým offsetovým napětím a jeho teplotním driftem, vysokým ziskem a potlačením společného režimu, vysokou vstupní impedancí a nízkým šumem . Zpravidla mají nízký výkon.

6) Mikrovýkonové operační zesilovače jsou potřebné v případech, kdy je spotřeba energie přísně omezena (přenosná zařízení se samostatným napájením, zařízení pracující v pohotovostním režimu). Spotřební proud
mA.

7) Výkonné a vysokonapěťové operační zesilovače - zesilovače s koncovými stupni postavené na výkonných vysokonapěťových prvcích. Výstupní proud
mA; výstupní napětí
V.

Tabulky s parametry domácích operačních zesilovačů jsou uvedeny v příloze A podle údajů .

Amplitudo-frekvenční (AFC) a fázově-frekvenční (PFC) charakteristiky jednoho stupně operačního zesilovače

Jakýkoli vícestupňový zesilovač na vysokých frekvencích může být reprezentován jako řada signálových generátorů KU in, nabitých na odpovídající ekvivalentní integrační RC obvody. Počet takových obvodů se rovná počtu jednotlivých zesilovacích stupňů.

Amplitudo-frekvenční a fázově-frekvenční charakteristiky jedné takové kaskády jsou popsány následujícími výrazy:

Pokud je splněna obvyklá nerovnost pro operační zesilovače R in >> R out, pak

Grafická závislost na frekvenci modulu koeficientu přenosu napětí operačního zesilovače a fázový posun výstupního signálu vůči vstupu je znázorněn na Obr. 78.

Rýže. 78.

Frekvenční odezva a fázová odezva zesilovače jsou obvykle na logaritmické stupnici. Při frekvenci f gr, kde jsou odporové a kapacitní odpory stejné, dojde k přerušení přibližné frekvenční odezvy. Při rohové frekvenci poklesne zisk zesilovače o 3 dB. Počínaje f gr, se zvýšením frekvence 10krát (za dekádu), kolikrát se sníží zesílení kaskádového napětí (tj. o 20 dB). Míra poklesu frekvenční odezvy za okrajovou frekvencí je tedy -20 dB/dec nebo -6 dB/oktávu (oktáva odpovídá dvojnásobné změně frekvence).

Fázově-frekvenční charakteristika je aproximována třemi přímými segmenty a sklon přímky je 45/dec a ke konjugaci asymptot dochází při frekvencích 0,1 fgr a 10 fgr s maximální chybou aproximace 5,7. Při frekvenci f gr je fázové zpoždění výstupního signálu vzhledem ke vstupu 45. Při frekvenci f t se zesílení zesilovače sníží na 0 dB nebo jednotu a fázový posun dosáhne -90.

Frekvenční charakteristika a fázová charakteristika vícestupňového zesilovače

Formace Frekvenční charakteristiku a fázovou charakteristiku vícestupňového zesilovače je vhodné analyzovat pomocí ekvivalentního obvodu (obr. 79).

Rýže. 79. Ekvivalentní obvod třístupňového operačního zesilovače

Každý zesilovací stupeň má svou vlastní časovou konstantu. Každý ze stupňů tohoto obvodu má také svůj vlastní koeficient přenosu stejnosměrného napětí K 1, K 2, K 3 a odpovídající mezní frekvence f gr 1, f gr 2, f gr 3.

Míra útlumu výsledné frekvenční odezvy (obr. 80) se zvyšuje po každé mezní frekvenci o -20 dB/dec, zatímco fázový posun signálu se odpovídajícím způsobem zvyšuje o -90.

Rýže. 80. Frekvenční odezva a fázová odezva třístupňového operačního zesilovače

Míra útlumu frekvenční odezvy je také udržována za frekvencí jednotkového zisku. Na Obr. 80 má chyba idealizované fázové odezvy maximální hodnotu rovnou 45 při frekvenci f gr. Pro usnadnění analýzy obvodu je frekvence v grafech uvedena na logaritmické stupnici.

Amplitudo-frekvenční odezva operačního zesilovače s obvodem se zápornou zpětnou vazbou

Operační zesilovače se obvykle používají se zpětnovazebními obvody. Zavedení negativní zpětné vazby (NFB) vám například umožňuje zvýšit Rin, snížit Rout, rozšířit šířku pásma a snížit zkreslení. V důsledku fázového posunu mezi vstupními a výstupními signály operačního zesilovače však může být zpětná vazba na některých frekvencích kladná. Pokud je při těchto frekvencích zesílení zesilovače větší než jedna, pak na výstupu obvodu dochází k vlastním oscilacím.

Uvažujme třístupňový zesilovač krytý napěťovou zpětnou vazbou (obr. 81).

Rýže. 81. Obvod zesilovače se zápornou zpětnou vazbou - a, jeho logaritmická frekvenční charakteristika - b a fázová odezva - c

R 1 / (R 1 + R os) - koeficient zpětné vazby.

Věřit tomu postoji

U out / U in = K os, zjistíme

Kos = Ao/ (1 + Ao).

Zavedení OOS tedy snižuje hodnotu zisku a jak je patrné z Obr. 81, b rozšiřuje šířku pásma zesilovače. Pokud však čára 1/ protíná frekvenční odezvu zesilovače v bodě, ve kterém odpovídá frekvence větší než f cr, zesilovač se samobudí. Při frekvencích nad fcr dosáhne fázový posun výstupního signálu -180 nebo tuto hodnotu překročí. Spolu s počátečním posunem obvodu o 180 (negativní zpětná vazba) bude celkový fázový posun podél obvodu OOS při frekvenci f cr = 360, což způsobí samobuzení obvodu v případě K oc = 1/ > 1 V důsledku toho je hloubka negativní zpětné vazby omezena zesilovačem podmínek stability Na Obr. 81, b možné hodnoty Koc, při kterých zesilovač stabilně pracuje, leží v zóně 1.

To vede k hlavnímu požadavku na zajištění udržitelnosti: přímá linka odpovídající koeficientu přenosu operačního zesilovače s OOS K oc = 1/ musí protínat úsek frekvenční charakteristiky se sklonem-20 dB/dec. To poskytuje maximální fázovou rezervu v obvodu OOS před samobuzením, rovnající se 90 (s přijatou aproximací fázové odezvy) při druhé mezní frekvenci fgr 2. Ve skutečnosti je tato rezerva při frekvenci f gr 2 45. Při frekvenci f cr není žádná rezerva.

V některých případech může stačit menší fázové rozpětí. Proto lze v operačním zesilovači s OOS použít část sekce frekvenční odezvy se strmostí -40 dB/dec.

Pokud je potřeba postavit zesilovač, jehož OOS nemůže splňovat podmínky stability, pak je nutné jej doplnit o frekvenční korekční obvody. V nejjednodušším případě frekvenční korekce spočívá v odříznutí přebytečného frekvenčního pásma. Pokud jsou korekční obvody zvoleny tak, aby strmost výsledné frekvenční odezvy operačního zesilovače byla -20 dB/dec a procházela jednotkovým ziskovým frekvenčním bodem f t, pak má zesilovač plně korigovanou frekvenční odezvu (obr. 82 ). Fázový posun ve vysokofrekvenční části frekvenční odezvy je -90, což odpovídá maximální rezervě před samobuzením 90.

Korekce frekvence se provádí pomocí externích nebo interních RC obvodů.

Zesilovače s vnitřní korekcí zůstávají stabilní bez ohledu na množství zpětné vazby. Takové zesilovače však mají omezenou šířku pásma a neumožňují plné využití dynamických vlastností zesilovače pro K os >> 1, neboť korekce se obvykle provádí pro nejhorší případ, tedy K os = 1.

Rychlost přeběhu výstupu

Rychlost přeběh je definován jako maximální rychlost změny výstupního napětí v čase:

Zesilovač nemůže okamžitě reagovat na změny vstupního napětí kvůli svým vnitřním kapacitám. Tyto kondenzátory jsou dobíjeny v procesu zesilování signálu, ale jejich rychlost nabíjení je omezená, a proto je omezená rychlost změny výstupního napětí. Rychlost přeběhu je měřítkem schopnosti zesilovače zpracovat velké signály bez zkreslení a tato schopnost závisí jak na frekvenci, tak na výstupním napětí. Efekty rychlosti přeběhu mohou způsobit značné zkreslení signálu, které nelze opravit.

Pokud chcete využít celou šířku pásma zesilovače, musíte udržovat nízké výstupní napětí.

Pro sinusový signál U = U a sin 2ft je rychlost nárůstu dU/dt = 2f U a cos 2ft a jeho maximální hodnota bude

V = (dU/ft) max = 2fU a.

Tabulka 16 ukazuje charakteristiky malého signálu některých typů operačních zesilovačů od Dallas Semiconductor (Maxim).

Protože operační zesilovač je vícestupňový zesilovač s velmi vysokým ziskem, je pravděpodobnost jeho samobuzení při zavedení záporné zpětné vazby velmi vysoká. Proto je pro zajištění stability OS nutné přijmout speciální opatření. Stabilita operačního zesilovače se posuzuje pomocí logaritmických charakteristik amplitudy-frekvence (AFC) a fáze-frekvence (PFC).

Při konstrukci frekvenční charakteristiky se obvykle používá logaritmická stupnice na obou souřadnicových osách, tj. zesílení se vyjadřuje v decibelech. Pomocí vzorců (4.42), (4.46) a za předpokladu, že 2 je snadné sestrojit frekvenční odezvu a fázovou odezvu pro jednu kaskádu. Pro usnadnění analýzy jsou charakteristiky aproximovány ve formě přímek (obr. 6.15).

Frekvenční odezva je vodorovná čára na úrovni. Na mezní frekvenci je zlom a frekvenční odezva přímka se sklonem 20 dB, když se frekvence změní faktorem 10, tj. 20 dB za dekádu. Míra útlumu frekvenční odezvy, vynesená pro jeden stupeň v , je tedy rovna .

Pokud odhadneme rychlost poklesu frekvenční charakteristiky pomocí oktávy (změna frekvence o polovinu), pak můžeme předpokládat, že rychlost poklesu frekvenční charakteristiky jednostupňového zesilovače je (obr. 6.15, a).

Mezní frekvence odpovídající přerušení aproximované frekvenční charakteristiky je přibližně stejná jako mezní frekvence zesílení v reálné frekvenční odezvě. Maximální chyba jejich rovnosti při aproximaci frekvenční charakteristiky je 3 dB.

Křivku fázové odezvy (obr. ) zkonstruovanou pomocí výrazu (4.46) lze také aproximovat jako přímku nakreslenou z bodu do bodu s 90°. Na frekvencích se fázová odezva jeví jako vodorovná přímka na úrovni. Při této idealizaci není odchylka od reálné fázové odezvy větší než 5,7°.

Amplitudofrekvenční charakteristika vícestupňového zesilovače je konstruována sečtením frekvenční charakteristiky jeho jednotlivých stupňů a má několik zlomů, jejichž počet odpovídá počtu stupňů.

Na Obr. 6.16 a je znázorněna frekvenční odezva třístupňového zesilovače, zkonstruovaná sečtením frekvenční odezvy stupňů s mezními frekvencemi a zisky v nízkofrekvenční oblasti.

Fázově-frekvenční charakteristika vícestupňového zesilovače (obr. 6.16, b) je konstruována sečtením fázových charakteristik jednotlivých stupňů s frekvenční charakteristikou konstruovanou výše.

Z Obr. 6.16 a je zřejmé, že ve frekvenčním rozsahu od do je míra útlumu frekvenční odezvy , od do a v rozsahu od do stovek - 60 dB (je frekvence jednotkového zisku).

Každý stupeň tedy zvyšuje rychlost útlumu frekvenční odezvy o .

Fázový posun při frekvenci je -45°, při frekvenci - 135° a při frekvenci - 225° (obr. 6.16, b).

Při zavádění negativní zpětné vazby musí být úhel posunu mezi výstupním a vstupním napětím zesilovače 180°, pokud čtyřsvorková zpětnovazební síť nemá jalové prvky, tj. [viz. vzorec (2.34)].

S kladnou zpětnou vazbou s přihlédnutím k máme .

Aby se tedy negativní zpětná vazba stala pozitivní díky reaktivním prvkům zesilovače, musí být dodatečný fázový posun 180°.

Pro zajištění stability fáze zesilovače předpokládáme, že posun by neměl překročit 135°. Pak můžeme předpokládat, že oblast stability provozu vícestupňového zesilovače, zejména operačního zesilovače, se zavedením negativní zpětné vazby je určena úsekem frekvenční odezvy s poklesem, protože při frekvenci je fázový posun 135 °.

S hlubokou negativní zpětnou vazbou.

Na Obr. 6.16, a, vyjádřené v decibelech, může být znázorněno přímkami 2 a 3, odrážejícími různé hloubky zpětné vazby. V průsečících těchto přímek s kmitočtovou charakteristikou zesilovače bez zpětné vazby A a B máme, tedy právě v těchto bodech je splněna další podmínka pro samobuzení zesilovače

Na frekvencích se tedy zesilovač samovolně nebudí, protože i přes splnění podmínky (6.22) je zajištěna dostatečná rezerva stability fáze. Při frekvencích pracuje zesilovač nestabilně, protože mohou být splněny obě podmínky pro samobuzení zesilovače (6.22) i (2.34).

Pro zvýšení stability operačního zesilovače při zavádění hluboké negativní zpětné vazby se frekvenční korekce frekvenční odezvy provádí pomocí pasivních obvodů zahrnutých v obvodu operačního zesilovače. Korekční obvody mění frekvenční charakteristiku tak, že její pokles na všech frekvencích je (obr. 6.16, a). Nejjednodušší způsob, jak korigovat frekvenční odezvu, je zařadit kondenzátor s dostatečně velkou kapacitou do obvodu operačního zesilovače tak, aby časová konstanta korekčního obvodu přesáhla . Poté se frekvenční odezva zesilovače posune doleva a bod odpovídající jeho mezní frekvenci bude určen hodnotou kapacity a pokles frekvenční odezvy je ve frekvenčním rozsahu. Pokud je frekvence větší než jednotkový zisk frekvence sto kor korigované frekvenční odezvy, pak bude zesilovač stabilní při jakékoli hloubce zpětné vazby v celém rozsahu pracovních frekvencí od 0 do . Nevýhodou této korekční metody je, že zajištěním stability zesilovače omezíme jeho šířku pásma.

V současné době náš průmysl vyrábí operační zesilovače pro všeobecné použití, jejichž konstrukce počítá s použitím korekčního kondenzátoru. Operační zesilovače, nazývané interně korigované zesilovače, nevyžadují další korekční prvky a jsou stabilní při jakékoli hloubce zpětné vazby v celém provozním rozsahu.Nízká šířka pásma však omezuje použití vnitřní korekce.

Pokud je potřeba zesílit vysokofrekvenční signály, pak použijte op-amp s externí korekcí, kdy má zesilovač další externí piny pro připojení korekčních obvodů.

Tyto piny umožňují zvolit optimální korekci frekvenční charakteristiky zesilovače připojením závěsných kondenzátorů nebo -obvodů na korekční piny. Specifikace výrobce operačního zesilovače obvykle poskytují pokyny pro použití externích korekčních obvodů.