Schéma spínaného laboratorního zdroje na bázi TL494. Spínací laboratorní zdroj pro TL494 Schéma spínaného zdroje pro TL494

Tento projekt je jedním z nejdelších, které jsem dělal. Jedna osoba si objednala napájecí zdroj pro výkonový zesilovač.
Dříve jsem nikdy neměl možnost vyrobit tak výkonné pulzní generátory stabilizovaného typu, i když mám zkušenosti s montáží IIP docela velký. Při montáži se vyskytlo mnoho problémů. Zpočátku chci říci, že schéma se často nachází na internetu, přesněji na webových stránkách, interval, ale.... schéma zpočátku není ideální, obsahuje chyby a pravděpodobně nebude fungovat, pokud sestavíte to přesně podle schématu z webu.

Zejména jsem změnil schéma zapojení generátoru a převzal schéma z datového listu. Předělal jsem napájecí jednotku řídicího obvodu, místo paralelně zapojených 2W rezistorů jsem použil samostatný 15V 2Ampér SMPS, což umožnilo zbavit se mnoha problémů.
Vyměnil jsem některé komponenty, aby vyhovovaly mému pohodlí, a spustil jsem vše po částech, přičemž každý uzel jsem nakonfiguroval samostatně.
Pár slov o konstrukci napájecího zdroje. Jedná se o výkonný spínaný síťový zdroj založený na můstkové topologii, má stabilizaci výstupního napětí, ochranu proti zkratu a přetížení, všechny tyto funkce jsou nastavitelné.
Výkon v mém případě je 2000 wattů, ale obvod může snadno odebrat až 4000 wattů, pokud vyměníte klávesy, můstek a naplníte jej 4000 uF elektrolytů. U elektrolytů se kapacita volí na základě výpočtu 1 watt - 1 µF.
Diodový můstek - 30 Ampér 1000 Volt - hotová montáž, má vlastní samostatné proudění vzduchu (chladič)
Síťová pojistka 25-30 Ampér.
Tranzistory - IRFP460 zkuste vybrat tranzistory s napětím 450-700 Voltů, s nejnižší kapacitou hradla a nejnižším odporem otevřeného kanálu spínače. V mém případě byly tyto klávesy jedinou možností, i když v můstkovém obvodu mohou poskytnout daný výkon. Instalují se na společný chladič, musí být od sebe izolovány, chladič vyžaduje intenzivní chlazení.
Relé režimu měkkého startu - 30 A s 12V cívkou. Zpočátku, když je jednotka připojena k síti 220 V, je startovací proud tak vysoký, že může spálit můstek a mnohem více, takže pro zdroje této řady je nutný režim měkkého startu. Při připojení k síti přes omezovací rezistor (v mém případě řetězec sériově zapojených rezistorů 3x22Ohm 5 Watt) se elektrolyty nabijí. Když je napětí na nich dostatečně vysoké, aktivuje se napájení řídicího obvodu (15 Volt 2 Ampere), které sepne relé a přes něj je do obvodu přiváděno hlavní (silové) napájení.
Transformátor - v mém případě na 4 kroužcích 45x28x8 2000NM, jádro není kritické a vše s tím spojené bude nutné spočítat pomocí specializovaných programů, stejně jako výstupní tlumivky skupinové stabilizace.

Moje jednotka má 3 vinutí, všechna poskytují bipolární napětí. První (hlavní, silové) vinutí je +/-45 V s proudem 20 A - pro napájení hlavních koncových stupňů (proudový zesilovač) UMZCH, druhé +/-55 V 1,5 A - pro napájení diff stupně zesilovače, třetí +/- 15 pro napájení filtrační jednotky.

Generátor je postaven na TL494, naladěný na 80 kHz, mimo ovladač IR2110 ke správě klíčů.
Proudový transformátor je navinut na kroužku 2000NM 20x12x6 - sekundární vinutí je navinuto drátem MGTF 0,3mm a skládá se z 2x45 závitů.
Ve výstupní části je vše standardní, jako usměrňovač pro hlavní silové vinutí je použit můstek z diod KD2997 - s proudem 30 ampér. Most pro 55voltové vinutí jsou diody UF5408 a pro nízkoenergetické 15voltové vinutí - UF4007. Používejte pouze rychlé nebo ultrarychlé diody, i když můžete použít běžné pulzní diody se zpětným napětím alespoň 150-200 Voltů (napětí a proud diod závisí na parametrech vinutí).
Kondenzátory po usměrňovači stojí 100 Voltů (s rezervou), kapacita je 1000 μF, ale na samotné desce zesilovače bude samozřejmě více.

Odstraňování problémů s počátečním okruhem.
Nebudu uvádět svůj diagram, protože se příliš neliší od uvedeného. Řeknu pouze, že v obvodu 15 odpojíme TL pin z 16 a připájeme jej na piny 13/14. Dále odstraníme odpory R16/19/20/22 2 watty a napájíme řídicí jednotku samostatným napájecím zdrojem 16-18 V 1-2 ampéry.
Rezistor R29 nahradíme 6,8-10 kOhm. Tlačítka SA3/SA4 vyřazujeme z obvodu (v žádném případě je nezkratujte! Bude bum!). Vyměňujeme R8/R9 - při prvním zapojení vyhoří, proto je nahradíme 5W rezistorem 47-68 Ohm, lze použít několik sériově zapojených rezistorů s uvedeným výkonem.
R42 - nahraďte jej zenerovou diodou s požadovaným stabilizačním napětím. Vřele doporučuji použít všechny proměnné rezistory v obvodu víceotáčkového typu pro co nejpřesnější nastavení.
Minimální limit pro stabilizaci napětí je 18-25 Voltů, pak generace selže.

SPÍNAČ NAPÁJENÍ PRO TL494 A IR2110

Většina automobilových a síťových měničů napětí je založena na specializovaném řadiči TL494, a protože je to hlavní, bylo by nespravedlivé krátce nemluvit o principu jeho fungování.
Regulátor TL494 je plastové pouzdro DIP16 (existují také možnosti v planárním pouzdru, ale v těchto provedeních se nepoužívá). Funkční schéma regulátoru je na obr. 1.

Obrázek 1 - Blokové schéma čipu TL494.

Jak je vidět z obrázku, mikroobvod TL494 má velmi vyvinuté řídicí obvody, což umožňuje na jeho základě postavit převodníky tak, aby vyhovovaly téměř jakýmkoli požadavkům, ale nejprve několik slov o funkčních jednotkách regulátoru.
ION obvody a ochrana proti podpětí. Obvod se zapne, když výkon dosáhne prahové hodnoty 5,5...7,0 V (typická hodnota 6,4V). Do tohoto okamžiku interní řídicí sběrnice zakazují provoz generátoru a logické části obvodu. Proud naprázdno při napájecím napětí +15V (výstupní tranzistory jsou deaktivovány) není větší než 10 mA. ION +5V (+4,75..+5,25 V, stabilizace výstupu ne horší než +/- 25mV) poskytuje protékající proud až 10 mA. ION lze zesílit pouze pomocí sledovače emitoru NPN (viz TI str. 19-20), ale napětí na výstupu takového „stabilizátoru“ bude značně záviset na zatěžovacím proudu.
Generátor generuje pilové napětí 0..+3.0V (amplituda je nastavena ION) na časovacím kondenzátoru Ct (pin 5) pro TL494 Texas Instruments a 0...+2.8V pro TL494 Motorola (co můžeme očekávat od ostatních?), respektive pro TI F =1,0/(RtCt), pro Motorolu F=1,1/(RtCt).
Přípustné provozní frekvence od 1 do 300 kHz, s doporučeným rozsahem Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF. V tomto případě je typický teplotní drift frekvence (samozřejmě bez zohlednění driftu připojených součástí) +/-3 % a frekvenční drift v závislosti na napájecím napětí je v rámci celého povoleného rozsahu do 0,1 %.
Pro vzdálené vypnutí generátor, můžete použít externí klíč ke zkratování vstupu Rt (6) na výstup ION nebo ke zkratování Ct k zemi. Při volbě Rt, Ct je samozřejmě nutné vzít v úvahu svodový odpor rozpojeného spínače.
Vstup řízení klidové fáze (pracovní faktor) prostřednictvím komparátoru klidové fáze nastavuje požadovanou minimální pauzu mezi impulsy v ramenech obvodu. To je nutné jak pro zamezení průchozího proudu ve výkonových stupních mimo IC, tak pro stabilní provoz spouště - doba sepnutí digitální části TL494 je 200 ns. Výstupní signál se aktivuje, když pila překročí napětí na řídicím vstupu 4 (DT) o Ct. Při hodinových frekvencích do 150 kHz s nulovým řídícím napětím klidová fáze = 3 % periody (ekvivalentní předpětí řídícího signálu 100..120 mV), při vysokých frekvencích vestavěná korekce rozšíří klidovou fázi na 200. 0,300 ns.
Pomocí vstupního obvodu DT můžete nastavit pevnou klidovou fázi (dělič R-R), režim měkkého startu (R-C), dálkové vypnutí (klíč) a také použít DT jako lineární řídicí vstup. Vstupní obvod je sestaven pomocí PNP tranzistorů, takže vstupní proud (až 1,0 μA) teče z IC spíše než do něj. Proud je poměrně velký, takže je třeba se vyhnout vysokoodporovým odporům (ne více než 100 kOhm). Viz TI, strana 23, kde je uveden příklad přepěťové ochrany pomocí 3vodičové zenerovy diody TL430 (431).
Chybové zesilovače - ve skutečnosti operační zesilovače s Ku = 70..95 dB při konstantním napětí (60 dB pro rané řady), Ku = 1 při 350 kHz. Vstupní obvody jsou sestaveny pomocí PNP tranzistorů, takže vstupní proud (až 1,0 μA) teče spíše ven z IC než do něj. Proud je pro operační zesilovač poměrně velký, předpětí je také vysoké (až 10 mV), takže je třeba se vyhnout vysokoodporovým odporům v řídicích obvodech (ne více než 100 kOhm). Ale díky použití pnp vstupů je rozsah vstupního napětí od -0,3V do Vsupply-2V
Při použití RC frekvenčně závislého OS byste měli mít na paměti, že výstup zesilovačů je ve skutečnosti jednostranný (sériová dioda!), takže nabije kapacitu (směrem nahoru) a bude trvat dlouho, než se vybije směrem dolů. Napětí na tomto výstupu je v rozmezí 0..+3.5V (o něco více než rozkmit generátoru), pak napěťový koeficient prudce klesá a při cca 4.5V na výstupu jsou zesilovače saturované. Stejně tak je třeba se vyvarovat nízkoodporových rezistorů ve výstupním obvodu zesilovače (zpětná vazba).
Zesilovače nejsou navrženy tak, aby pracovaly v rámci jednoho hodinového cyklu pracovní frekvence. Se zpožděním šíření signálu uvnitř zesilovače 400 ns jsou na to příliš pomalé a logika ovládání spouště to neumožňuje (na výstupu by se objevily boční impulsy). V reálných obvodech PN je mezní frekvence obvodu OS zvolena řádově 200-10000 Hz.
Logika ovládání spouštění a výstupu - S napájecím napětím alespoň 7V, je-li napětí pily na generátoru větší než na řídicím vstupu DT a je-li napětí pily větší než na některém z chybových zesilovačů (s přihlédnutím k vestavěným prahům a offsety) - výstup obvodu je povolen. Když je generátor resetován z maxima na nulu, výstupy se vypnou. Spoušť s parafázovým výstupem rozděluje frekvenci na polovinu. Při logické 0 na vstupu 13 (výstupní režim) jsou spouštěcí fáze kombinovány OR a přiváděny současně na oba výstupy, při logické 1 jsou přiváděny ve fázi na každý výstup samostatně.
Výstupní tranzistory - npn Darlingtons s vestavěnou tepelnou ochranou (ale bez proudové ochrany). Minimální úbytek napětí mezi kolektorem (obvykle uzavřeným na kladnou sběrnici) a emitorem (při zátěži) je tedy 1,5 V (typické při 200 mA) a v zapojení se společným emitorem je to o něco lepší, 1,1 V typické. Maximální výstupní proud (s jedním otevřeným tranzistorem) je omezen na 500 mA, maximální výkon pro celý čip je 1 W.
Spínané zdroje postupně nahrazují své tradiční příbuzné v audiotechnice, protože vypadají znatelně atraktivněji jak ekonomicky, tak velikostně. Stejný faktor, kterým se spínané zdroje významně podílejí na zkreslení zesilovače, a sice vznik dodatečných podtónů, již není aktuální především ze dvou důvodů – moderní elementová základna umožňuje navrhovat měniče s převodní frekvencí výrazně vyšší než 40 kHz, proto modulace výkonu zaváděná napájecím zdrojem bude již v ultrazvuku. Vyšší frekvence zdroje se navíc mnohem snáze filtruje a použití dvou LC filtrů ve tvaru L podél napájecích obvodů již dostatečně vyhlazuje vlnění na těchto frekvencích.
V tomto soudku medu je samozřejmě moucha - cenový rozdíl mezi typickým zdrojem pro koncový zesilovač a pulzním se stává znatelnějším s rostoucím výkonem této jednotky, tzn. Čím výkonnější je zdroj, tím je výnosnější ve srovnání se standardním protějškem.
A to není vše. Při použití spínaných zdrojů je nutné dodržet pravidla pro instalaci vysokofrekvenčních zařízení, a to použití přídavných stínění, napájení silové části společného vodiče k chladičům, dále správné zemní zapojení a připojení stínící opletení a vodiče.
Po krátkém lyrickém odbočení o vlastnostech spínaných zdrojů pro výkonové zesilovače je aktuální schéma zapojení 400W zdroje:

Obrázek 1. Schéma spínaného zdroje pro výkonové zesilovače do 400W
ZVĚTŠIT V DOBRÉ KVALITĚ

Řídicí jednotka v tomto napájecím zdroji je TL494. Samozřejmě existují modernější čipy pro provedení tohoto úkolu, ale tento konkrétní řadič používáme ze dvou důvodů - jeho nákup je VELMI snadný. Poměrně dlouhou dobu byl ve vyráběných napájecích zdrojích používán TL494 od Texas Instruments, nebyly zjištěny žádné problémy s kvalitou. Chybový zesilovač je krytý OOS, což umožňuje dosáhnout poměrně velkého koeficientu. stabilizace (poměr rezistorů R4 a R6).
Za řadičem TL494 je ovladač polovičního můstku IR2110, který vlastně ovládá hradla výkonových tranzistorů. Použití ovladače umožnilo opustit přizpůsobovací transformátor, který je široce používán v počítačových zdrojích. Ovladač IR2110 je nahrán na brány pomocí řetězů R24-VD4 a R25-VD5, které urychlují zavírání polních bran.
Výkonové spínače VT2 a VT3 pracují na primárním vinutí výkonového transformátoru. Střed potřebný pro získání střídavého napětí v primárním vinutí transformátoru tvoří prvky R30-C26 a R31-C27.
Několik slov o provozním algoritmu spínaného napájecího zdroje na TL494:
V okamžiku napájení síťového napětí 220 V jsou kapacity primárních napájecích filtrů C15 a C16 infikovány přes odpory R8 a R11, což neumožňuje přetížení diolového můstku VD zkratovým proudem zcela vybitého. C15 a C16. Současně se nabíjejí kondenzátory C1, C3, C6, C19 přes linku rezistorů R16, R18, R20 a R22, stabilizátor 7815 a rezistor R21.
Jakmile napětí na kondenzátoru C6 dosáhne 12 V, zenerova dioda VD1 „prorazí“ a začne jí protékat proud, nabíjí se kondenzátor C18 a jakmile kladná svorka tohoto kondenzátoru dosáhne hodnoty dostatečné k otevření tyristoru VS2 , otevře se. Tím se sepne relé K1, které svými kontakty obejde proud omezující odpory R8 a R11. Navíc rozepnutý tyristor VS2 otevře tranzistor VT1 jak do regulátoru TL494, tak do budiče polovičního můstku IR2110. Regulátor zahájí režim měkkého startu, jehož trvání závisí na jmenovitých hodnotách R7 a C13.
Během měkkého startu se postupně prodlužuje trvání pulsů, které otevírají výkonové tranzistory, čímž se postupně nabíjejí sekundární výkonové kondenzátory a omezuje se proud přes usměrňovací diody. Doba trvání se prodlužuje, dokud sekundární napájení nestačí k otevření LED optočlenu IC1. Jakmile jas LED optočlenu dosáhne dostatečného k otevření tranzistoru, doba trvání pulsu se přestane prodlužovat (obrázek 2).

Obrázek 2. Režim měkkého startu.

Zde je třeba poznamenat, že délka měkkého startu je omezena, protože proud procházející odpory R16, R18, R20, R22 nestačí k napájení regulátoru TL494, ovladače IR2110 a zapnutého vinutí relé - napájení napětí těchto mikroobvodů začne klesat a brzy klesne na hodnotu, při které TL494 přestane generovat řídicí impulsy. A právě do tohoto okamžiku musí být dokončen režim měkkého startu a převodník se musí vrátit do normálního provozu, protože ovladač TL494 a ovladač IR2110 dostávají hlavní napájení z výkonového transformátoru (VD9, VD10 - středový usměrňovač, R23- C1-C3 - RC filtr, IC3 je stabilizátor 15 V) a proto mají kondenzátory C1, C3, C6, C19 tak velké hodnoty - musí udržovat napájení regulátoru, dokud se nevrátí do normálního provozu.
TL494 stabilizuje výstupní napětí změnou trvání řídicích impulsů výkonových tranzistorů na konstantní frekvenci - Pulse-Width Modulation - PWM. To je možné pouze v případě, že hodnota sekundárního napětí výkonového transformátoru je vyšší než požadovaná na výstupu stabilizátoru alespoň o 30 %, maximálně však o 60 %.

Obrázek 3. Princip činnosti stabilizátoru PWM.

S rostoucí zátěží začne výstupní napětí klesat, LED optočlenu IC1 začne svítit méně, optočlenový tranzistor se uzavře, sníží se napětí na chybovém zesilovači a tím se prodlouží doba trvání řídicích impulsů, dokud efektivní napětí nedosáhne stabilizační hodnoty. (Obrázek 3). S klesající zátěží začne narůstat napětí, LED optočlenu IC1 začne svítit jasněji, čímž dojde k otevření tranzistoru a zkrácení doby trvání řídicích impulsů, dokud efektivní hodnota výstupního napětí neklesne na stabilizovanou hodnotu. Velikost stabilizovaného napětí je regulována trimovacím rezistorem R26.
Nutno podotknout, že regulátor TL494 nereguluje dobu trvání každého impulsu v závislosti na výstupním napětí, ale pouze průměrnou hodnotu, tzn. měřicí část má určitou setrvačnost. I u kondenzátorů instalovaných v sekundárním zdroji s kapacitou 2200 μF však výpadky napájení při špičkovém krátkodobém zatížení nepřesahují 5 %, což je pro zařízení třídy HI-FI celkem přijatelné. Kondenzátory obvykle instalujeme do sekundárního zdroje 4700 uF, což poskytuje jistou rezervu pro špičkové hodnoty, a použití skupinové stabilizační tlumivky nám umožňuje ovládat všechna 4 výstupní napájecí napětí.
Tento spínaný zdroj je vybaven ochranou proti přetížení, jejímž měřícím prvkem je proudový transformátor TV1. Jakmile proud dosáhne kritické hodnoty, tyristor VS1 se otevře a přemostí napájení koncového stupně regulátoru. Řídicí impulsy zmizí a zdroj přejde do pohotovostního režimu, ve kterém může setrvat poměrně dlouho, protože tyristor VS2 zůstává nadále otevřený - stačí k jeho udržení proud protékající odpory R16, R18, R20 a R22. v otevřeném stavu. Jak vypočítat proudový transformátor.
Pro opuštění napájení z pohotovostního režimu je nutné stisknout tlačítko SA3, čímž se tyristor VS2 svými kontakty obejde, přestane jím protékat proud a dojde k jeho uzavření. Jakmile se kontakty SA3 otevřou, tranzistor VT1 se sám uzavře a odebere napájení z ovladače a ovladače. Řídicí obvod se tak přepne do režimu minimální spotřeby - tyristor VS2 je sepnut, proto je relé K1 vypnuto, tranzistor VT1 je sepnut, proto jsou regulátor a driver bez napětí. Kondenzátory C1, C3, C6 a C19 se začnou nabíjet a jakmile napětí dosáhne 12 V, otevře se tyristor VS2 a spustí se spínaný zdroj.
Pokud potřebujete uvést zdroj do pohotovostního režimu, můžete použít tlačítko SA2, po stisku dojde k propojení báze a emitoru tranzistoru VT1. Tranzistor se uzavře a ztratí napájení regulátor a ovladač. Řídicí impulsy zmizí a sekundární napětí zmizí. K odpojení relé K1 však nedojde a převodník se nerestartuje.
Tento návrh obvodu umožňuje sestavit napájecí zdroje od 300-400 W do 2000 W, samozřejmě bude nutné vyměnit některé prvky obvodu, protože jejich parametry prostě nevydrží velké zatížení.
Při montáži výkonnějších možností byste měli věnovat pozornost kondenzátorům vyhlazovacích filtrů primárního zdroje C15 a C16. Celková kapacita těchto kondenzátorů musí být úměrná výkonu napájecího zdroje a odpovídat podílu 1 W výstupního výkonu napěťového měniče odpovídá 1 µF kapacitě primárního výkonového filtračního kondenzátoru. Jinými slovy, pokud je výkon zdroje 400 W, pak by měly být použity 2 kondenzátory 220 μF, pokud je výkon 1000 W, pak musí být instalovány 2 kondenzátory 470 μF nebo dva kondenzátory 680 μF.
Tento požadavek má dva účely. Za prvé se sníží zvlnění primárního napájecího napětí, což usnadňuje stabilizaci výstupního napětí. Za druhé, použití dvou kondenzátorů místo jednoho usnadňuje provoz samotného kondenzátoru, protože elektrolytické kondenzátory řady TK je mnohem snazší získat a nejsou zcela určeny pro použití ve vysokofrekvenčních napájecích zdrojích - vnitřní odpor je příliš vysoký a při vysokých frekvencích se tyto kondenzátory zahřívají. Použitím dvou kusů se sníží vnitřní odpor a výsledný ohřev se rozdělí mezi dva kondenzátory.
Při použití jako výkonové tranzistory IRF740, IRF840, STP10NK60 a podobné (více informací o nejběžněji používaných tranzistorech v síťových měničích naleznete v tabulce na konci stránky) lze diody VD4 a VD5 zcela opustit a hodnoty ​​odporů R24 a R25 lze snížit na 22 Ohmů - výkon Ovladač IR2110 je pro ovládání těchto tranzistorů zcela dostačující. Pokud se montuje výkonnější spínaný zdroj, budou zapotřebí výkonnější tranzistory. Pozornost je třeba věnovat jak maximálnímu proudu tranzistoru, tak jeho disipačnímu výkonu - spínané stabilizované zdroje jsou velmi citlivé na správnou instalaci tlumiče a bez něj se výkonové tranzistory více zahřívají, protože začínají proudy vzniklé samoindukcí protékat diodami instalovanými v tranzistorech. Přečtěte si více o výběru tlumiče.
Také doba zavírání, která se prodlužuje bez tlumiče, významně přispívá k zahřívání - tranzistor zůstává déle v lineárním režimu.
Poměrně často zapomínají ještě na jednu vlastnost tranzistorů s efektem pole - s rostoucí teplotou jejich maximální proud klesá, a to poměrně silně. Na základě toho byste při výběru výkonových tranzistorů pro spínané zdroje měli mít alespoň dvojnásobnou maximální proudovou rezervu pro napájení výkonových zesilovačů a trojnásobnou rezervu pro zařízení pracující na velké, neměnné zátěži, např. indukční tavírna nebo dekorativní osvětlení, napájející nízkonapěťové elektrické nářadí.
Výstupní napětí je stabilizováno pomocí skupinové stabilizační tlumivky L1 (GLS). Měli byste věnovat pozornost směru vinutí tohoto induktoru. Počet závitů musí být úměrný výstupnímu napětí. Samozřejmě existují vzorce pro výpočet této navíjecí jednotky, ale zkušenost ukazuje, že celkový výkon jádra pro DGS by měl být 20-25% celkového výkonu výkonového transformátoru. Můžete navíjet, dokud se okno nevyplní asi ze 2/3, nezapomeňte, že pokud jsou výstupní napětí různá, pak by vinutí s vyšším napětím mělo být úměrně větší, například potřebujete dvě bipolární napětí, jedno na ±35 V a druhý pro napájení subwooferu napětím ±50 V.
DGS namotáváme na čtyři dráty najednou, dokud se nezaplní 2/3 okna, počítáme otáčky. Průměr se vypočítá na základě intenzity proudu 3-4 A/mm2. Řekněme, že máme 22 otáček, domluvme poměr:
22 otáček / 35 V = X otáček / 50 V.
X otáček = 22 × 50 / 35 = 31,4 ≈ 31 otáček
Dále přestřihnu dva dráty na ±35 V a namotám dalších 9 závitů na napětí ±50.
POZORNOST! Pamatujte, že kvalita stabilizace přímo závisí na tom, jak rychle se mění napětí, ke kterému je připojena dioda optočlenu. Pro zlepšení stabilizačního koeficientu má smysl ke každému napětí připojit další zátěž v podobě 2W rezistorů s odporem 3,3 kOhm. Zatěžovací odpor připojený k napětí řízenému optočlenem by měl být 1,7...2,2 krát menší.

Údaje o obvodu pro síťové spínané zdroje na feritových kruzích s permeabilitou 2000 Nm jsou shrnuty v tabulce 1.

Ne vždy je však možné rozpoznat značku feritu, zejména pokud se jedná o ferit z horizontálních transformátorů televizorů. Ze situace se můžete dostat experimentálním zjištěním počtu otáček. Více podrobností o tom ve videu:

Pomocí výše uvedených obvodů spínaného zdroje bylo vyvinuto a testováno několik dílčích modifikací navržených pro řešení konkrétního problému při různých výkonech. Výkresy desek plošných spojů pro tyto napájecí zdroje jsou uvedeny níže.
Plošný spoj pro spínaný stabilizovaný zdroj o výkonu až 1200...1500W. Rozměr desky 269x130 mm. Ve skutečnosti se jedná o pokročilejší verzi předchozí desky s plošnými spoji. Vyznačuje se přítomností skupinové stabilizační tlumivky, která umožňuje ovládat velikost všech napájecích napětí, a také přídavného LC filtru. Má ovládání ventilátoru a ochranu proti přetížení. Výstupní napětí se skládají ze dvou bipolárních zdrojů energie a jednoho bipolárního nízkoproudého zdroje, určeného k napájení předstupňů.

Vnější pohled na desku plošných spojů pro zdroj do 1500W. STAŽTE VE FORMÁTU LAY

Stabilizovaný spínaný síťový zdroj o výkonu až 1500...1800 W lze vyrobit na desce plošných spojů o rozměru 272x100 mm. Zdroj je určen pro výkonový transformátor vyrobený na kroužcích K45 a umístěný vodorovně. Má dva bipolární zdroje energie, které lze kombinovat do jednoho zdroje pro napájení zesilovače s dvouúrovňovým napájením a jednoho bipolárního slaboproudého zdroje pro předstupně.

Plošný spoj spínaného zdroje do 1800W. STAŽTE VE FORMÁTU LAY

Tento napájecí zdroj lze použít k napájení vysoce výkonných automobilových zařízení, jako jsou výkonné automobilové zesilovače a automobilové klimatizace. Rozměry desky 188x123. Použité Schottkyho usměrňovací diody jsou paralelizovány propojkami a výstupní proud může dosahovat 120 A při napětí 14 V. Zdroj navíc dokáže produkovat bipolární napětí se zatížitelností až 1 A (instalované integrované stabilizátory napětí již nejsou dovolit). Výkonový transformátor je vyroben na kroužcích K45, filtrační výkonová napěťová tlumivka na dvou kroužcích K40x25x11. Vestavěná ochrana proti přetížení.

Vnější pohled na desku plošných spojů zdroje pro automobilovou techniku ​​KE STAŽENÍ V LAY FORMÁTU

Zdroj do 2000 W je proveden na dvou deskách o rozměrech 275x99, umístěných nad sebou. Napětí je řízeno jedním napětím. Má ochranu proti přetížení. Soubor obsahuje několik možností pro „druhé patro“ pro dvě bipolární napětí, pro dvě unipolární napětí, pro napětí požadovaná pro dvou a tříúrovňová napětí. Výkonový transformátor je umístěn vodorovně a je vyroben na kroužcích K45.

Vzhled „dvoupatrového“ napájecího zdroje KE STAŽENÍ V LAY FORMÁTU

Na desce o rozměrech 277x154 je vyroben zdroj se dvěma bipolárními napětími nebo jedním pro dvouúrovňový zesilovač. Má skupinovou stabilizační tlumivku a ochranu proti přetížení. Výkonový transformátor je na kroužcích K45 a je umístěn vodorovně. Výkon až 2000 W.

Vnější pohled na desku plošných spojů KE STAŽENÍ V LAY FORMÁTU

Téměř stejný napájecí zdroj jako výše, ale má jedno bipolární výstupní napětí.

Vnější pohled na desku plošných spojů KE STAŽENÍ V LAY FORMÁTU

Spínaný zdroj má dvě výkonová bipolární stabilizovaná napětí a jedno bipolární nízkoproudé. Vybaveno ovládáním ventilátoru a ochranou proti přetížení. Má skupinovou stabilizační tlumivku a přídavné LC filtry. Výkon až 2000...2400 W. Deska má rozměry 278x146 mm

Vnější pohled na desku plošných spojů KE STAŽENÍ V LAY FORMÁTU

Plošný spoj spínaného zdroje pro koncový zesilovač s dvouúrovňovými zdroji o rozměru 284x184 mm, má skupinovou stabilizační tlumivku a přídavné LC filtry, ochranu proti přetížení a ovládání ventilátoru. Charakteristickým rysem je použití diskrétních tranzistorů pro urychlení vypínání výkonových tranzistorů. Výkon až 2500...2800 W.

s dvouúrovňovým napájením KE STAŽENÍ V LAY FORMÁTU

Mírně upravená verze předchozího PCB se dvěma bipolárními napětími. Rozměr 285x172. Výkon až 3000 W.

Vnější pohled na plošný spoj zdroje pro zesilovač STÁHNOUT V LAY FORMÁTU

Přemostěný síťový spínaný zdroj o výkonu až 4000...4500 W je vyroben na desce plošných spojů o rozměrech 269x198 mm.Má dvě bipolární napájecí napětí, ovládání ventilátoru a ochranu proti přetížení. Používá skupinovou stabilizační tlumivku. Je vhodné použít vzdálené přídavné sekundární napájecí filtry.

Vnější pohled na plošný spoj zdroje pro zesilovač STÁHNOUT V LAY FORMÁTU

Na deskách je mnohem více místa pro ferity, než by mohlo být. Faktem je, že ne vždy je nutné překračovat zvukový rozsah. Proto jsou na deskách další oblasti. Pro každý případ malý výběr referenčních údajů o výkonových tranzistorech a odkazy, kde bych je koupil. Mimochodem, nejednou jsem si objednal jak TL494, tak IR2110 a samozřejmě výkonové tranzistory. Je pravda, že jsem neodebral celý sortiment, ale zatím jsem nenarazil na žádnou závadu.

Většina moderních spínaných zdrojů je vyrobena na čipech jako TL494, což je pulzní PWM regulátor. Výkonová část je vyrobena z výkonných prvků, jako jsou tranzistory.Připojovací obvod TL494 je jednoduchý, je potřeba minimum přídavných rádiových součástek, je podrobně popsáno v datasheetu.

Možnosti úprav: TL494CN, TL494CD, TL494IN, TL494C, TL494CI.

Napsal jsem také recenze na další populární IC.

• 1. Charakteristika a funkčnost
• 2. Analogy
• 3. Typická schémata zapojení pro napájení na TL494
• 4. Schémata napájení
• 5. Přestavba ATX zdroje na laboratorní
• 6.Datový list
• 7. Grafy elektrických charakteristik
• 8. Funkčnost mikroobvodu

Vlastnosti a funkčnost

Čip TL494 je navržen jako PWM řadič pro spínání zdrojů, s pevnou pracovní frekvencí. K nastavení pracovní frekvence jsou zapotřebí dva další externí prvky: odpor a kondenzátor. Mikroobvod má zdroj referenčního napětí 5V, jehož chyba je 5%.

Rozsah použití stanovený výrobcem:

1. napájecí zdroje s kapacitou více než 90W AC-DC s PFC;
2. mikrovlnné trouby;
3. boost měniče z 12V na 220V;
4. napájecí zdroje pro servery;
5. Invertory pro solární panely;
6. elektrická jízdní kola a motocykly;
7. konvertory dolarů;
8. detektory kouře;
9. stolní počítače.

Analogy

Nejznámějšími analogy čipu TL494 jsou domácí KA7500B, KR1114EU4 od Fairchild, Sharp IR3M02, UA494, Fujitsu MB3759. Schéma zapojení je podobné, pinout se může lišit.

Nový TL594 je analogem TL494 se zvýšenou přesností komparátoru. TL598 je analog TL594 s opakovačem na výstupu.

Typická schémata zapojení pro napájení na TL494

Základní obvody pro zapnutí TL494 jsou shromážděny z datasheetů různých výrobců. Mohou sloužit jako základ pro vývoj podobných zařízení s podobnou funkčností.

Napájecí obvody

Nebudu uvažovat o složitých obvodech spínaných zdrojů TL494. Vyžadují spoustu dílů a času, takže jejich vlastní výroba není racionální. Je snazší koupit hotový podobný modul od Číňanů za 300–500 rublů.

Při montáži měničů napětí boost věnujte zvláštní pozornost chlazení výstupních výkonových tranzistorů. Pro 200W bude výstupní proud cca 1A, relativně nic moc. Testování stability provozu by mělo být prováděno s maximálním povoleným zatížením. Nejlepší je vytvořit požadovanou zátěž z 220 voltových žárovek o výkonu 20 W, 40 W, 60 W, 100 W. Nepřehřívejte tranzistory o více než 100 stupňů. Při práci s vysokým napětím dodržujte bezpečnostní opatření. Zkuste to sedmkrát, jednou zapněte.

Boost převodník na TL494 nevyžaduje prakticky žádné nastavení a je vysoce opakovatelný. Před montáží zkontrolujte hodnoty rezistoru a kondenzátoru. Čím menší je odchylka, tím stabilněji bude střídač pracovat od 12 do 220 voltů.

Je lepší řídit teplotu tranzistorů pomocí termočlánku. Pokud je radiátor příliš malý, je jednodušší nainstalovat ventilátor, aby nedošlo k instalaci nového radiátoru.

Zdroj pro TL494 jsem si musel vyrobit vlastníma rukama pro zesilovač subwooferu v autě. V té době se neprodávaly měniče do auta 12V na 220V a Číňané neměli Aliexpress. Jako zesilovač použil ULF mikroobvod řady 80W TDA.

Za posledních 5 let vzrostl zájem o elektricky poháněné technologie. To umožnili Číňané, kteří zahájili sériovou výrobu elektrických kol, moderních kolových motorů s vysokou účinností. Za nejlepší provedení považuji dvoukolové a jednokolové hoverboardy, v roce 2015 koupila čínská společnost Ninebot americký Segway a začala vyrábět 50 typů elektrických koloběžek typu Segway.

K řízení výkonného nízkonapěťového motoru je zapotřebí dobrý řídicí regulátor.

Přestavba ATX zdroje na laboratorní

Každý radioamatér má k dispozici výkonný ATX zdroj z počítače, který vyrábí 5V a 12V. Jeho výkon se pohybuje od 200W do 500W. Znáte-li parametry řídicí jednotky, můžete změnit parametry zdroje ATX. Například zvyšte napětí z 12 na 30V. Existují 2 oblíbené metody, jedna od italských radioamatérů.

Uvažujme italskou metodu, která je co nejjednodušší a nevyžaduje převíjecí transformátory. Výstup ATX je zcela odstraněn a upraven podle obvodu. Obrovské množství radioamatérů toto schéma zopakovalo kvůli jeho jednoduchosti. Výstupní napětí od 1V do 30V, proud do 10A.

Datový list

Čip je tak populární, že jej vyrábí několik výrobců, mimochodem jsem našel 5 různých datasheetů, od Motoroly, Texas Instruments a dalších méně známých. Nejúplnější datasheet TL494 je od Motoroly, který zveřejním.

Všechny datové listy, každý si můžete stáhnout:

• Motorola;
• Texas Instruments - nejlepší datasheet;
• Contek

[+] Doplněno soubory v měřítku a fotografiemi.

Schéma a popis změn

Rýže. 1

Před upgradem je potřeba zkontrolovat funkčnost UPS, jinak z ní nic dobrého nevzejde.

Vyjměte vypínač 115/230 V a zásuvky pro připojení kabelů. Na místo horní patice nainstalujeme mikroampérmetr PA1 pro 150 - 200 µA z kazetových magnetofonů, původní stupnice se odstraní a místo ní se nainstaluje podomácku vyrobená stupnice pomocí programu FrontDesigner, připojí se soubory stupnic.

Řezačkou na kov nařežeme dráhy na desce plošných spojů UPS směřující ke kolíkům č. 1, 2, 3, 4, 13, 14, 15, 16 mikroobvodu DA1 a připájeme díly podle schématu (obr. 1).

Všechny elektrolytické kondenzátory na sběrnici +12V vyměníme za kondenzátory 25V. Standardní ventilátor M1 připojíme přes regulátor napětí DA2.
Při instalaci je také nutné počítat s tím, že se při provozu jednotky zahřívají odpory R12 a R13, musí být umístěny blíže ventilátoru.

Správně sestavené, bez chyb, zařízení se okamžitě spustí. Změnou odporu rezistoru R10 zkontrolujeme meze nastavení výstupního napětí, cca od 3 - 6 do 18 - 25 V (podle konkrétní instance). Vybíráme konstantní rezistor v sérii s R10, omezující horní hranici nastavení na úroveň, kterou potřebujeme (řekněme 14 V). Na svorky připojíme zátěž (s odporem 2 - 3 Ohmy) a změnou odporu rezistoru R4 regulujeme proud v zátěži.

Pokud bylo na nálepce UPS napsáno +12 V 8 A, neměli byste se pokoušet z ní odstranit 15 A.

Celkový

Soubory

ČLÁNEK BYL PŘIPRAVEN NA ZÁKLADĚ KNIHY A. V. GOLOVKOVA a V. B LUBITSKIHO „NAPÁJENÍ PRO SYSTÉMOVÉ MODULY TYPU IBM PC-XT/AT“ VYDAVATELSTVÍ „LAD&N“ Moskva 1995 staženo v elektronické podobě z internetu

CONTROL IC TL494

V moderních UPS se obvykle používají specializované integrované obvody (IC) pro generování řídicího napětí pro spínání výkonových tranzistorů měniče.
Ideální řídicí IC pro zajištění normálního provozu UPS v režimu PWM by měl splňovat většinu následujících podmínek:
provozní napětí ne vyšší než 40V;
přítomnost vysoce stabilního tepelně stabilizovaného zdroje referenčního napětí;
přítomnost generátoru pilového napětí
poskytování schopnosti synchronizovat programovatelný měkký start s externím signálem;
přítomnost zesilovače signálu nesouladu s vysokým napětím v běžném režimu;
přítomnost komparátoru PWM;
přítomnost pulzně řízené spouště;
přítomnost dvoukanálové předterminální kaskády s ochranou proti zkratu;
přítomnost logiky potlačení dvojitého pulzu;
dostupnost prostředků pro korekci symetrie výstupních napětí;
přítomnost omezení proudu v širokém rozsahu napětí v běžném režimu, stejně jako omezení proudu v každém období s vypnutím v nouzovém režimu;
dostupnost automatického řízení s přímým převodem;
zajištění vypnutí při poklesu napájecího napětí;
poskytování ochrany proti přepětí;
zajištění kompatibility s logikou TTL/CMOS;
poskytuje dálkové zapínání a vypínání.

Obrázek 11. Řídicí čip TL494 a jeho pinout.

Jako řídicí obvod pro uvažovanou třídu UPS je v naprosté většině případů použit mikroobvod typu TL494CN výrobce TEXAS INSTRUMENT (USA) (obr. 11). Implementuje většinu funkcí uvedených výše a vyrábí ho řada zahraničních společností pod různými názvy. Například společnost SHARP (Japonsko) vyrábí mikroobvod IR3M02, společnost FAIRCHILD (USA) - UA494, společnost SAMSUNG (Korea) - KA7500, společnost FUJITSU (Japonsko) - MB3759 atd. Všechny tyto mikroobvody jsou úplnými analogy domácího mikroobvodu KR1114EU4. Podívejme se podrobně na konstrukci a fungování tohoto řídicího čipu. Je speciálně navržen pro ovládání výkonové části UPS a obsahuje (obr. 12):

Obrázek 12. Funkční schéma integrovaného obvodu TL494

Generátor rampového napětí DA6; frekvence GPG je určena hodnotami odporu a kondenzátoru připojených k 5. a 6. kolíku a v uvažované třídě napájení je zvolena přibližně 60 kHz;
stabilizovaný zdroj referenčního napětí DA5 (Uref=+5,OB) s externím výstupem (pin 14);
komparátor mrtvé zóny DA1;
komparátor PWM DA2;
zesilovač chyby napětí DA3;
chybový zesilovač pro proudový limitní signál DA4;
dva výstupní tranzistory VT1 a VT2 s otevřenými kolektory a emitory;
dynamický push-pull D-spoušť v režimu frekvenčního dělení po 2 - DD2;
pomocné logické prvky DD1 (2-OR), DD3 (2ND), DD4 (2ND), DD5 (2-OR-NOT), DD6 (2-OR-NOT), DD7 (NOT);
zdroj konstantního napětí s jmenovitou hodnotou 0,1BDA7;
Stejnosměrný zdroj o jmenovité hodnotě 0,7 mA DA8.
Rozběhne se řídicí obvod, tzn. sekvence pulzů se objeví na pinech 8 a 11, pokud je na pin 12 přivedeno nějaké napájecí napětí, jehož úroveň je v rozsahu od +7 do +40 V. Celou sadu funkčních jednotek obsaženou v IC TL494 lze rozdělit na digitální a analogovou část (digitální a analogové signálové cesty). Analogová část obsahuje chybové zesilovače DA3, DA4, komparátory DA1, DA2, generátor pilového napětí DA6 a také pomocné zdroje DA5, DA7, DA8. Všechny ostatní prvky, včetně výstupních tranzistorů, tvoří digitální část (digitální cestu).

Obrázek 13. Provoz IC TL494 v nominálním režimu: U3, U4, U5 - napětí na pinech 3, 4, 5.

Podívejme se nejprve na fungování digitální cesty. Časová schémata vysvětlující činnost mikroobvodu jsou na Obr. 13. Z časových diagramů je zřejmé, že okamžiky výskytu výstupních řídicích impulsů mikroobvodu, jakož i jejich trvání (schéma 12 a 13) jsou určeny stavem výstupu logického prvku DD1 (schéma 5). ). Zbytek „logiky“ provádí pouze pomocnou funkci rozdělení výstupních impulsů DD1 do dvou kanálů. V tomto případě je doba trvání výstupních impulsů mikroobvodu určena dobou trvání otevřeného stavu jeho výstupních tranzistorů VT1, VT2. Protože oba tyto tranzistory mají otevřené kolektory a emitory, lze je zapojit dvěma způsoby. Při zapnutí podle obvodu se společným emitorem jsou výstupní impulsy odstraněny z externích kolektorových zátěží tranzistorů (z kolíků 8 a 11 mikroobvodu) a samotné impulsy směřují dolů z kladné úrovně (přední okraje pulsů jsou záporné). Emitory tranzistorů (piny 9 a 10 mikroobvodu) jsou v tomto případě obvykle uzemněné. Při sepnutí podle obvodu se společným kolektorem jsou na emitory tranzistorů připojeny vnější zátěže a výstupní impulsy, řízené v tomto případě rázy (náběžné hrany impulsů jsou kladné), jsou odstraněny z emitorů tranzistorů. tranzistory VT1, VT2. Kolektory těchto tranzistorů jsou připojeny na napájecí sběrnici řídicího čipu (Upom).
Výstupní impulsy zbývajících funkčních jednotek, které jsou součástí digitální části mikroobvodu TL494, směřují nahoru, bez ohledu na schéma zapojení mikroobvodu.
DD2 spoušť je push-pull dynamický D klopný obvod. Princip jeho fungování je následující. Na náběžné (kladné) hraně výstupního impulsu prvku DD1 se do vnitřního registru zapíše stav vstupu D klopného obvodu DD2. Fyzicky to znamená, že se přepne první ze dvou klopných obvodů obsažených v DD2. Když impuls na výstupu prvku DD1 skončí, přepne se druhý klopný obvod v rámci DD2 podél sestupné (záporné) hrany tohoto impulsu a změní se stav výstupů DD2 (na výstupu Q se objeví informace načtené ze vstupu D) . Tím se eliminuje možnost, že se na bázi každého z tranzistorů VT1, VT2 objeví odemykací impuls dvakrát během jedné periody. Dokud se úroveň pulzu na vstupu C spouštěče DD2 nezmění, stav jeho výstupů se nezmění. Puls je proto přenášen na výstup mikroobvodu jedním z kanálů, například horním (DD3, DD5, VT1). Když puls na vstupu C skončí, spínač DD2 se přepne, uzamkne horní kanál a odemkne spodní kanál (DD4, DD6, VT2). Proto bude další impuls přicházející na vstup C a vstupy DD5, DD6 přenesen na výstup mikroobvodu přes spodní kanál. Každý z výstupních impulzů prvku DD1 tak svou zápornou hranou spouští spínač DD2 a tím mění kanál průchodu dalšího impulzu. Referenční materiál pro řídicí mikroobvod proto udává, že architektura mikroobvodu zajišťuje potlačení dvojitého pulsu, tzn. eliminuje výskyt dvou odblokovacích impulsů založených na stejném tranzistoru za periodu.
Podívejme se podrobně na jedno období provozu digitální cesty mikroobvodu.
Vzhled odblokovacího impulsu na základě výstupního tranzistoru horního (VT1) nebo dolního (VT2) kanálu je určen logikou činnosti prvků DD5, DD6 (“2OR-NOT”) a stavem prvků DD3, DD4 („2AND“), což je zase určeno stavem spouštěče DD2.
Provozní logika prvku 2-OR-NOT, jak je známo, spočívá v tom, že na výstupu takového prvku se objeví vysokoúrovňové napětí (logická 1) v jediném případě, kdy jsou přítomny nízké úrovně napětí (logická 0). oba jeho vstupy. Pro další možné kombinace vstupních signálů má výstup prvku 2 OR-NOT nízkou úroveň napětí (logická 0). Je-li tedy na výstupu Q spouštěče DD2 logická 1 (moment ti diagramu 5 na obr. 13), a na výstupu /Q logická 0, pak na obou vstupech prvku DD3 (2I ) bude logická 1 a proto se logická 1 objeví na výstupu DD3, a tedy na jednom ze vstupů prvku DD5 (2OR-NOT) horního kanálu. Bez ohledu na úroveň signálu přicházejícího na druhý vstup tohoto prvku z výstupu prvku DD1 bude tedy stav výstupu DD5 logický O a tranzistor VT1 zůstane v sepnutém stavu. Výstupní stav prvku DD4 bude logická 0, protože logická 0 je přítomna na jednom ze vstupů DD4 a přichází z výstupu /Q klopného obvodu DD2. Logická 0 z výstupu prvku DD4 je přivedena na jeden ze vstupů prvku DD6 a umožňuje průchod impulzu spodním kanálem. Tento impuls kladné polarity (logická 1) se objeví na výstupu DD6, a tedy na bázi VT2 během pauzy mezi výstupními impulsy prvku DD1 (tj. po dobu, kdy je na výstupu DD1 logická 0). - interval trt2 diagramu 5, obr. 13). Tranzistor VT2 se proto otevře a na jeho kolektoru se objeví puls, který jej vysune dolů z kladné úrovně (pokud je zapojen podle obvodu se společným emitorem).
Začátek dalšího výstupního impulsu prvku DD1 (moment t2 diagramu 5 na obr. 13) nezmění stav prvků digitální cesty mikroobvodu, s výjimkou prvku DD6, na jehož výstupu je a. objeví se logická 0, a proto se tranzistor VT2 uzavře. Dokončení výstupního impulsu DD1 (moment ta) způsobí změnu stavu výstupů spouště DD2 na opačný (logická 0 - na výstupu Q, logická 1 - na výstupu /Q). Změní se tedy stav výstupů prvků DD3, DD4 (na výstupu DD3 - logická 0, na výstupu DD4 - logická 1). Pauza, která začala v okamžiku!3 na výstupu prvku DD1, umožní otevřít tranzistor VT1 horního kanálu. Logická 0 na výstupu prvku DD3 tuto možnost „potvrdí“ a promění ji ve skutečný vzhled odblokovacího impulsu založeného na tranzistoru VT1. Tento impuls trvá do okamžiku U, po kterém se VT1 uzavře a procesy se opakují.
Hlavní myšlenkou fungování digitální cesty mikroobvodu je tedy to, že doba trvání výstupního impulsu na kolících 8 a 11 (nebo na kolících 9 a 10) je určena dobou trvání pauzy mezi výstupní impulsy prvku DD1. Prvky DD3, DD4 určují kanál pro průchod impulzu pomocí nízkoúrovňového signálu, jehož výskyt se střídá na výstupech Q a /Q spouště DD2, ovládané stejným prvkem DD1. Prvky DD5, DD6 jsou nízkoúrovňové přizpůsobovací obvody.
Pro úplný popis funkčnosti mikroobvodu je třeba poznamenat ještě jednu důležitou vlastnost. Jak je patrné z funkčního schématu na obrázku, vstupy prvků DD3, DD4 jsou sdruženy a vyvedeny na pin 13 mikroobvodu. Pokud je tedy logická 1 aplikována na kolík 13, pak prvky DD3, DD4 budou fungovat jako opakovače informací z výstupů Q a /Q spouštěče DD2. V tomto případě budou spínat prvky DD5, DD6 a tranzistory VT1, VT2 s fázovým posunem o půl periody, zajišťující chod výkonové části UPS, postavené podle obvodu push-pull polomůstek. Pokud je na pin 13 aplikována logická 0, pak budou prvky DD3, DD4 zablokovány, tzn. stav výstupů těchto prvků se nezmění (konstanta logická 0). Proto výstupní impulsy prvku DD1 ovlivní prvky DD5, DD6 stejným způsobem. Prvky DD5, DD6 a tedy výstupní tranzistory VT1, VT2 budou spínat bez fázového posunu (současně). Tento režim činnosti řídicího mikroobvodu se používá, pokud je výkonová část UPS vyrobena podle jednocyklového obvodu. V tomto případě jsou kolektory a emitory obou výstupních tranzistorů mikroobvodu spojeny za účelem zvýšení výkonu.
Výstupní napětí se používá jako „tvrdá“ logická jednotka v obvodech push-pull
vnitřní zdroj čipu Uref (vývod 13 čipu je kombinován s vývodem 14).
Nyní se podívejme na činnost analogového obvodu mikroobvodu.
Stav výstupu DD1 je určen výstupním signálem PWM komparátoru DA2 (schéma 4), přiváděným na jeden ze vstupů DD1. Výstupní signál komparátoru DA1 (Schéma 2), přiváděný na druhý vstup DD1, neovlivňuje stav výstupu DD1 v normálním provozu, který je dán širšími výstupními impulsy PWM komparátoru DA2.
Navíc ze schémat na obr. 13 je zřejmé, že při změně úrovně napětí na neinvertujícím vstupu komparátoru PWM (schéma 3) se šířka výstupních impulsů mikroobvodu (schéma 12, 13) bude měnit. měnit úměrně. V běžném provozu je úroveň napětí na neinvertujícím vstupu PWM komparátoru DA2 určena pouze výstupním napětím chybového zesilovače DA3 (protože překračuje výstupní napětí zesilovače DA4), které závisí na úrovni zpětnovazební signál na jeho neinvertujícím vstupu (pin 1 mikroobvodu). Proto, když je na kolík 1 mikroobvodu přiveden zpětnovazební signál, šířka výstupních řídicích impulzů se bude měnit úměrně změně úrovně tohoto zpětnovazebního signálu, která se naopak mění úměrně změnám úrovně výstupního napětí UPS, protože Odtud přichází zpětná vazba.
Časové intervaly mezi výstupními impulsy na kolících 8 a 11 mikroobvodu, kdy jsou oba výstupní tranzistory VT1 a VT2 uzavřeny, se nazývají „mrtvé zóny“.
Komparátor DA1 se nazývá komparátor „mrtvé zóny“, protože určuje jeho minimální možnou dobu trvání. Pojďme si to vysvětlit podrobněji.
Z časových diagramů na obr. 13 vyplývá, že pokud se šířka výstupních pulsů komparátoru PWM DA2 z nějakého důvodu zmenší, pak od určité šířky těchto pulsů budou výstupní pulsy komparátoru DA1 širší než výstupní impulsy PWM komparátoru DA2 a začnou zjišťovat výstupní stav logického prvku DD1, a proto. šířka výstupních impulsů mikroobvodu. Jinými slovy, komparátor DA1 omezuje šířku výstupních impulsů mikroobvodu na určitou maximální úroveň. Úroveň omezení je určena potenciálem na neinvertujícím vstupu komparátoru DA1 (vývod 4 mikroobvodu) v ustáleném stavu. Avšak na druhé straně potenciál na kolíku 4 bude určovat rozsah nastavení šířky výstupních impulsů mikroobvodu. S rostoucím potenciálem na kolíku 4 se tento rozsah zužuje. Nejširší rozsah nastavení se dosáhne, když je potenciál na kolíku 4 0.
V tomto případě však existuje nebezpečí spojené se skutečností, že šířka „mrtvé zóny“ se může rovnat 0 (například v případě výrazného zvýšení proudu odebíraného z UPS). To znamená, že řídicí impulsy na pinech 8 a 11 mikroobvodu budou následovat přímo za sebou. Proto může nastat situace známá jako „porucha stojanu“. Vysvětluje se to setrvačností výkonových tranzistorů střídače, které se nemohou okamžitě otevřít a zavřít. Pokud tedy současně přivedete blokovací signál na bázi dříve otevřeného tranzistoru a odblokovací signál na bázi uzavřeného tranzistoru (tj. s nulovou „mrtvou zónou“), dostanete se do situace, kdy jeden tranzistor ještě není uzavřen a druhý je již otevřen. Poté dojde podél tranzistorového stojanu polomůstku k průrazu, který spočívá v průtoku průchozího proudu oběma tranzistory. Tento proud, jak je vidět z diagramu na Obr. 5, obchází primární vinutí výkonového transformátoru a je prakticky neomezený. Proudová ochrana v tomto případě nefunguje, protože proudovým snímačem neteče (ve schématu neznázorněno; konstrukce a princip činnosti použitých proudových snímačů bude podrobně probrán v dalších částech), což znamená, že tento snímač nemůže vydávat signál do řídicího obvodu. Proto průchozí proud dosáhne velmi velké hodnoty ve velmi krátkém časovém období. To vede k prudkému nárůstu výkonu uvolněného na obou výkonových tranzistorech a téměř okamžitému selhání (obvykle průrazu). Kromě toho mohou být diody můstku výkonového usměrňovače poškozeny nárazem průchozího proudu. Tento proces končí přepálením síťové pojistky, která svou setrvačností nestihne ochránit prvky obvodu, ale ochrání pouze primární síť před přetížením.
Proto řídicí napětí; dodávané do bází výkonových tranzistorů musí být vytvořeny tak, aby nejprve jeden z těchto tranzistorů byl spolehlivě uzavřen a teprve potom otevřen druhý. Jinými slovy, mezi řídicími impulsy přiváděnými na báze výkonových tranzistorů musí být časový posun, který není roven nule („mrtvá zóna“). Minimální přípustná doba trvání „mrtvé zóny“ je určena setrvačností tranzistorů použitých jako výkonové spínače.
Architektura mikroobvodu umožňuje nastavit minimální dobu trvání „mrtvé zóny“ pomocí potenciálu na kolíku 4 mikroobvodu. Tento potenciál se nastavuje pomocí externího děliče připojeného na výstupní napěťovou sběrnici vnitřního referenčního zdroje mikroobvodu Uref.
Některé verze UPS takový oddělovač nemají. To znamená, že po dokončení procesu měkkého startu (viz níže) se potenciál na kolíku 4 mikroobvodu rovná 0. V těchto případech se minimální možná doba trvání „mrtvé zóny“ stále nerovná 0, ale bude určen vnitřním zdrojem napětí DA7 (0, 1B), který je svým kladným pólem připojen k neinvertujícímu vstupu komparátoru DA1 a záporným pólem ke kolíku 4 mikroobvodu. Díky zahrnutí tohoto zdroje se tedy šířka výstupního impulsu komparátoru DA1, a tedy šířka „mrtvé zóny“ za žádných okolností nemůže stát rovna 0, což znamená, že „průraz podél stojanu“ bude v zásadě nemožné. Jinými slovy, architektura mikroobvodu zahrnuje omezení maximální doby trvání výstupního impulsu (minimální doba trvání „mrtvé zóny“). Pokud je na pin 4 mikroobvodu připojen dělič, tak po měkkém startu není potenciál tohoto pinu roven 0, proto šířka výstupních impulsů komparátoru DA1 je určena nejen vnitřním zdrojem DA7, ale i zbytkovým (po dokončení procesu měkkého startu) potenciálem na pinu 4. Zároveň se však, jak bylo uvedeno výše, zužuje dynamický rozsah šířkového nastavení komparátoru PWM DA2.

STARTOVNÍ DIAGRAM

Spouštěcí obvod je navržen tak, aby získal napětí, které by mohlo být použito pro napájení řídicího mikroobvodu, aby bylo možné jej spustit po zapnutí IVP do napájecí sítě. Uvedením do provozu se tedy rozumí nejprve spuštění řídicího mikroobvodu, bez kterého není možný normální provoz výkonové části a celého obvodu UPS jako celku.
Startovací obvod lze sestavit dvěma různými způsoby:
se samobuzením;
s nucenou stimulací.
Samobuzený obvod je použit např. u UPS GT-150W (obr. 14). Usměrněné síťové napětí Uep je přivedeno na odporový dělič R5, R3, R6, R4, který je bází pro oba výkonové klíčové tranzistory Q1, Q2. Proto přes tranzistory pod vlivem celkového napětí na kondenzátorech C5, C6 (Uep) začne obvodem protékat proud báze (+)C5 - R5 - R7 - 6-e Q1 - R6 - R8 - 6 -e Q2 - „společný vodič“ primární strany - (-)C6.
Oba tranzistory jsou tímto proudem mírně otevřeny. V důsledku toho začnou proudy vzájemně opačných směrů protékat sekcemi kolektor-emitor obou tranzistorů podél obvodů:
přes Q1: (+)C5 - +310 V sběrnice - Q1 - 5-6 T1 -1-2 T2-C9- (-)C5.
přes Q2: (+)C6 - C9 - 2-1 T2 - 6-5 T1 - Q2 - "společný vodič" primární strany - (-)C6.

Obrázek 14. Schéma samobuzeného spouštění UPS GT-150W.

Pokud by oba proudy protékající přídavnými (spouštěcími) závity 5-6 T1 v opačných směrech byly stejné, pak by výsledný proud byl 0 a obvod by se nemohl rozběhnout.
Vzhledem k technologickému rozšíření proudových zesilovacích faktorů tranzistorů Q1, Q2 je však jeden z těchto proudů vždy větší než druhý, protože tranzistory jsou v různé míře mírně otevřené. Proto výsledný proud závity 5-6 T1 není roven 0 a má jeden nebo druhý směr. Předpokládejme, že proud přes tranzistor Q1 převažuje (to znamená, že Q1 je otevřenější než Q2), a proto proud teče ve směru od pinu 5 k pinu 6 T1. Další úvaha vychází z tohoto předpokladu.
Abychom však byli spravedliví, je třeba poznamenat, že proud přes tranzistor Q2 může být také převládající a všechny níže popsané procesy se budou týkat tranzistoru Q2.
Tok proudu závity 5-6 T1 způsobí výskyt EMF vzájemné indukce na všech vinutích řídicího transformátoru T1. V tomto případě se (+) EMF vyskytuje na kolíku 4 vzhledem k kolíku 5 a pod vlivem tohoto EMF proudí do základny Q1 další proud, který ji mírně otevírá obvodem: 4 T1 - D7-R9-R7-6- 3 Q1 - 5 T1.
Současně se (-) EMF objeví na kolíku 7 T1 vzhledem k kolíku 8, tzn. polarita tohoto EMF se ukáže být blokující pro Q2 a sepne. Dále přichází na řadu pozitivní zpětná vazba (POF). Jeho účinek spočívá v tom, že jak se proud zvyšuje přes kolektor-emitorovou sekci Q1 a otáčí 5-6 T1, rostoucí EMF působí na vinutí 4-5 T1, které vytváří dodatečný základní proud pro Q1 a otevírá je ještě ve větší míře. . Tento proces se vyvíjí jako lavina (velmi rychle) a vede k úplnému otevření Q1 a uzamčení Q2. Otevřeným Q1 a primárním vinutím 1-2 výkonového pulzního transformátoru T2 začne protékat lineárně rostoucí proud, což způsobí výskyt EMF pulzu vzájemné indukce na všech vinutích T2. Impuls z vinutí 7-5 T2 nabije skladovací kapacitu C22. Na C22 se objeví napětí, které je přivedeno jako napájení na pin 12 řídicího čipu IC1 typu TL494 a do přizpůsobovacího stupně. Mikroobvod se spustí a na svých kolících 11, 8 generuje sekvence obdélníkových impulsů, pomocí kterých se začnou spínat výkonové spínače Q1, Q2 přes přizpůsobovací stupeň (Q3, Q4, T1). Pulzní EMF nominální úrovně se objeví na všech vinutích výkonového transformátoru T2. V tomto případě EMF z vinutí 3-5 a 7-5 neustále napájí C22 a udržuje na něm konstantní úroveň napětí (asi +27 V). Jinými slovy, mikroobvod se začne napájet přes kroužek zpětné vazby (samonapájení). Jednotka přejde do provozního režimu. Napájecí napětí mikroobvodu a přizpůsobovacího stupně je pomocné, působí pouze uvnitř bloku a obvykle se nazývá Upom.
Tento obvod může mít určité variace, např. u spínaného zdroje LPS-02-150XT (vyrobeno na Taiwanu) pro počítač Mazovia CM1914 (obr. 15). V tomto zapojení je prvotní impuls pro vývoj spouštěcího procesu získán pomocí samostatného půlvlnného usměrňovače D1, C7, který napájí základní odporový dělič pro výkonové spínače v prvním kladném půlcyklu sítě. To urychluje proces spouštění, protože... k počátečnímu odblokování jednoho z klíčů dochází paralelně s nabíjením vysokokapacitních vyhlazovacích kondenzátorů. Jinak schéma funguje podobně jako výše.

Obrázek 15. Spouštěcí obvod s vlastním buzením v spínaném zdroji LPS-02-150XT

Toto schéma je použito např. v UPS PS-200B od LING YIN GROUP (Tchaj-wan).
Primární vinutí speciálního spouštěcího transformátoru T1 se zapíná při polovičním síťovém napětí (při jmenovité hodnotě 220V) nebo při plném napětí (při jmenovité hodnotě 110V). Děje se tak z důvodů, aby amplituda střídavého napětí na sekundárním vinutí T1 nezávisela na jmenovitém výkonu napájecí sítě. Když je UPS zapnutá, primárním vinutím T1 protéká střídavý proud. Proto se na sekundárním vinutí 3-4 T1 indukuje střídavé sinusové EMF s frekvencí napájecí sítě. Proud tekoucí pod vlivem tohoto EMF je usměrněn speciálním můstkovým obvodem na diodách D3-D6 a vyhlazován kondenzátorem C26. Na C26 se uvolní konstantní napětí asi 10-11V, které je přivedeno jako napájení na pin 12 řídicího mikroobvodu U1 typu TL494 a do přizpůsobovacího stupně. Paralelně s tímto procesem se nabíjejí kondenzátory antialiasingového filtru. Proto v době, kdy je do mikroobvodu dodávána energie, je výkonový stupeň také pod napětím. Mikroobvod se spustí a na svých kolících 8, 11 začne generovat sekvence pravoúhlých impulsů, se kterými začnou výkonové spínače přepínat přes stupeň přizpůsobení. V důsledku toho se objeví výstupní napětí bloku. Po vstupu do režimu samonapájení je mikroobvod napájen ze sběrnice výstupního napětí +12V přes oddělovací diodu D8. Protože toto samonapájecí napětí je o něco vyšší než výstupní napětí usměrňovače D3-D5, jsou diody tohoto spouštěcího usměrňovače zablokovány a následně to neovlivňuje činnost obvodu.
Potřeba zpětné vazby přes diodu D8 je volitelná. V některých obvodech UPS, které používají nucené buzení, takové zapojení není. Řídicí mikroobvod a přizpůsobovací stupeň jsou po celou dobu provozu napájeny z výstupu spouštěcího usměrňovače. Úroveň zvlnění na sběrnici Upom je však v tomto případě o něco vyšší než v případě napájení mikroobvodu ze sběrnice výstupního napětí +12V.
Abychom shrnuli popis spouštěcích schémat, můžeme si všimnout hlavních rysů jejich konstrukce. V obvodu s vlastním buzením jsou výkonové tranzistory zpočátku spínány, což má za následek vzhled napájecího napětí pro čip Upom. V obvodu s nuceným buzením se nejprve získá Upom a v důsledku toho se přepínají výkonové tranzistory. Navíc v obvodech s vlastním buzením je napětí Upom obvykle kolem +26V a v obvodech s nuceným buzením obvykle kolem +12V.
Obvod s nuceným buzením (se samostatným transformátorem) je na obr. 16. Obr.

Obrázek 16. Spouštěcí obvod s nuceným buzením spínaného zdroje PS-200B (LING YIN GROUP).

ODPOVÍDAJÍCÍ KASKÁDA

Přizpůsobovací stupeň se používá k přizpůsobení a oddělení výstupního stupně vysokého výkonu od řídicích obvodů s nízkým výkonem.
Praktická schémata pro konstrukci odpovídající kaskády v různých UPS lze rozdělit do dvou hlavních možností:
tranzistorová verze, kde jsou jako spínače použity externí diskrétní tranzistory;
beztranzistorová verze, kde jsou jako klíče použity výstupní tranzistory samotného řídicího čipu VT1, VT2 (v integrované verzi).
Kromě toho dalším znakem, podle kterého lze klasifikovat přizpůsobovací stupně, je způsob řízení výkonových tranzistorů polomůstkového invertoru. Na základě této funkce lze všechny odpovídající kaskády rozdělit na:
kaskády se společným řízením, kde jsou oba výkonové tranzistory řízeny pomocí jednoho společného řídicího transformátoru, který má jedno primární a dvě sekundární vinutí;
kaskády se samostatným řízením, kdy každý z výkonových tranzistorů je řízen pomocí samostatného transformátoru, tzn. Ve fázi přizpůsobení jsou dva řídicí transformátory.
Na základě obou klasifikací lze porovnávací kaskádu provést jedním ze čtyř způsobů:
tranzistor s obecným řízením;
tranzistor se samostatným řízením;
beztranzistorový s obecným řízením;
bez tranzistoru se samostatným ovládáním.
Tranzistorové stupně se samostatným řízením se používají zřídka nebo se nepoužívají vůbec. S takovým ztělesněním odpovídající kaskády se autoři neměli možnost setkat. Zbývající tři možnosti jsou víceméně běžné.
Ve všech variantách je komunikace s výkonovým stupněm realizována transformátorovou metodou.
V tomto případě plní transformátor dvě hlavní funkce: zesílení řídicího signálu z hlediska proudu (v důsledku útlumu napětí) a galvanické oddělení. Galvanické oddělení je nezbytné, protože řídicí čip a odpovídající stupeň jsou na sekundární straně a výkonový stupeň je na primární straně UPS.
Podívejme se na fungování každé ze zmíněných možností přizpůsobení kaskády na konkrétních příkladech.
V tranzistorovém obvodu se společným řízením je jako přizpůsobovací stupeň použit předzesilovač push-pull transformátoru na tranzistorech Q3 a Q4 (obr. 17).

Obrázek 17. Přizpůsobovací stupeň spínaného zdroje KYP-150W (tranzistorový obvod se společným ovládáním).

Obrázek 18. Reálný tvar impulsů na kolektorech

Proudy diodami D7 a D9, protékající vlivem magnetické energie uložené v jádru DT, mají tvar doznívající exponenciály. V jádru DT během toku proudů diodami D7 a D9 působí měnící se (klesající) magnetický tok, který způsobuje výskyt EMF impulsů na jeho sekundárních vinutích.
Dioda D8 eliminuje vliv přizpůsobovacího stupně na řídicí čip přes společnou napájecí sběrnici.
Další typ tranzistorového přizpůsobovacího stupně s obecným ovládáním je použit u spínaného zdroje ESAN ESP-1003R (obr. 19). První funkcí této možnosti je, že výstupní tranzistory VT1, VT2 mikroobvodu jsou zahrnuty jako sledovače emitoru. Výstupní signály jsou odstraněny z kolíků 9 a 10 mikroobvodu. Rezistory R17, R16 a R15, R14 jsou zátěže emitorů tranzistorů VT1 a VT2. Tyto stejné odpory tvoří základní děliče pro tranzistory Q3, Q4, které pracují ve spínaném režimu. Kapacity C13 a C12 vynucují a pomáhají urychlit spínací procesy tranzistorů Q3, Q4. Druhou charakteristickou vlastností této kaskády je, že primární vinutí řídicího transformátoru DT nemá výstup ze středního bodu a je zapojeno mezi kolektory tranzistorů Q3, Q4. Při rozepnutí výstupního tranzistoru VT1 řídicího čipu je dělič R17, R16, který je bází pro tranzistor Q3, nabuzen napětím Upom. Řídicím spojem Q3 tedy protéká proud a ten se otevírá. Urychlení tohoto procesu usnadňuje vynucovací kapacita C13, která dodává základně Q3 odblokovací proud, který je 2-2,5krát vyšší než stanovená hodnota. Výsledkem otevření Q3 je, že primární vinutí 1-2 DT je ​​připojeno ke skříni svým kolíkem 1. Protože je druhý tranzistor Q4 zablokován, začne primárním vinutím DT protékat rostoucí proud podél obvodu: Upom - R11 - 2-1 DT - Q3 - pouzdro.

Obrázek 19. Přizpůsobovací stupeň spínaného zdroje ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD (tranzistorový obvod se společným řízením).

Na sekundárních vinutích 3-4 a 5-6 DT se objevují pravoúhlé pulsy EMF. Směr vinutí sekundárních vinutí DT je ​​odlišný. Proto jeden z výkonových tranzistorů (neznázorněno v diagramu) obdrží otevírací základní impuls a druhý obdrží zavírací impuls. Když se prudce uzavře VT1 řídícího čipu, zavírá se po něm prudce i Q3. Zrychlení zavíracího procesu je usnadněno vynucovací kapacitou C13, z níž je napětí přivedeno na přechod báze-emitor Q3 v závěrné polaritě. Poté trvá „mrtvá zóna“, když jsou oba výstupní tranzistory mikroobvodu uzavřeny. Dále se otevře výstupní tranzistor VT2, což znamená, že dělič R15, R14, který je bází pro druhý tranzistor Q4, je napájen napětím Upom. Proto se Q4 otevře a primární vinutí 1-2 DT je ​​připojeno ke skříni na jejím druhém konci (pin 2), takže jím začne protékat rostoucí proud v opačném směru než v předchozím případě po obvodu: Upom -R10 - 1-2 DT - Q4 - "rámeček".
Proto se změní polarita impulsů na sekundárních vinutích DT a druhý výkonový tranzistor přijme otevírací impuls a impuls uzavírací polarity bude působit na základě prvního. Při prudkém sepnutí VT2 řídícího čipu se po něm prudce uzavře i Q4 (pomocí vynucovací kapacity C12). Poté znovu pokračuje „mrtvá zóna“, po které se procesy opakují.
Hlavní myšlenkou fungování této kaskády je tedy to, že střídavý magnetický tok v jádru DT lze získat díky skutečnosti, že primární vinutí DT je ​​připojeno ke skříni na jednom nebo druhém konci. Proto jím protéká střídavý proud bez přímé složky s unipolárním napájením.
V beztranzistorových verzích přizpůsobovacích stupňů UPS se výstupní tranzistory VT1, VT2 řídicího mikroobvodu používají jako tranzistory přizpůsobovacího stupně, jak bylo uvedeno výše. V tomto případě neexistují žádné diskrétní odpovídající tranzistory.
Beztranzistorový obvod s obecným ovládáním je použit např. v obvodu UPS PS-200V. Výstupní tranzistory mikroobvodu VT1, VT2 jsou zatíženy podél kolektorů primárními polovinutími transformátoru DT (obr. 20). Napájení je přiváděno do středu primárního vinutí DT.

Obrázek 20. Přizpůsobovací stupeň spínaného zdroje PS-200B (beztranzistorový obvod se společným ovládáním).

Při otevření tranzistoru VT1 protéká tímto tranzistorem a polovičním vinutím 1-2 řídicího transformátoru DT rostoucí proud. Na sekundárních vinutích DT se objevují řídicí impulsy, které mají takovou polaritu, že jeden z výkonových tranzistorů invertoru se otevře a druhý sepne. Na konci impulsu se VT1 prudce uzavře, proud přes poloviční vinutí 1-2 DT přestane téct, takže EMF na sekundárních vinutích DT zmizí, což vede k uzavření výkonových tranzistorů. Dále „mrtvá zóna“ trvá, když jsou oba výstupní tranzistory VT1, VT2 mikroobvodu uzavřeny a primárním vinutím DT neprotéká žádný proud. Dále se otevře tranzistor VT2 a proud, který se časem zvyšuje, protéká tímto tranzistorem a polovičním vinutím 2-3 DT. Magnetický tok vytvořený tímto proudem v jádře DT má opačný směr než v předchozím případě. Proto se na sekundárním vinutí DT indukuje EMF opačné polarity než v předchozím případě. V důsledku toho se otevře druhý tranzistor polomůstkového měniče a na bázi prvního má puls polaritu, která jej uzavírá. Když se VT2 řídicího čipu sepne, proud přes něj a primární vinutí DT se zastaví. Proto EMF na sekundárních vinutích DT zmizí a výkonové tranzistory měniče jsou opět uzavřeny. Poté znovu pokračuje „mrtvá zóna“, po které se procesy opakují.
Hlavní myšlenkou budování této kaskády je, že střídavý magnetický tok v jádru řídicího transformátoru lze získat napájením středního bodu primárního vinutí tohoto transformátoru. Polovinutími proto protékají proudy se stejným počtem závitů v různých směrech. Když jsou oba výstupní tranzistory mikroobvodu uzavřeny ("mrtvé zóny"), je magnetický tok v jádře DT roven 0. Střídavé otevírání tranzistorů způsobuje střídavý výskyt magnetického toku v jednom nebo druhém polovičním vinutí. Výsledný magnetický tok v jádře je proměnný.
Poslední z těchto druhů (beztranzistorový obvod se samostatným řízením) se používá například v UPS počítače Appis (Peru). V tomto zapojení jsou dva řídicí transformátory DT1, DT2, jejichž primární poloviční vinutí jsou kolektorové zátěže pro výstupní tranzistory mikroobvodu (obr. 21). V tomto schématu je každý ze dvou výkonových spínačů ovládán pomocí samostatného transformátoru. Energie je přiváděna do kolektorů výstupních tranzistorů mikroobvodu ze společné sběrnice Upom přes středy primárních vinutí řídicích transformátorů DT1, DT2.
Diody D9, D10 s odpovídajícími částmi primárních vinutí DT1, DT2 tvoří obvody demagnetizace jádra. Podívejme se na tuto problematiku podrobněji.

Obrázek 21. Přizpůsobovací stupeň spínaného zdroje "Appis" (beztranzistorový obvod se samostatným ovládáním).

Přizpůsobovací stupeň (obr. 21) jsou v podstatě dva nezávislé jednokoncové dopředné převodníky, protože otevírací proud teče do báze výkonového tranzistoru při otevřeném stavu přizpůsobovacího tranzistoru, tzn. přizpůsobovací tranzistor a výkonový tranzistor k němu připojený přes transformátor jsou otevřeny současně. V tomto případě oba pulzní transformátory DT1, DT2 pracují s konstantní složkou proudu primárního vinutí, tzn. s nucenou magnetizací. Pokud nebudou přijata speciální opatření k demagnetizaci jader, dostanou se během několika provozních období převodníku do magnetické saturace, což povede k výraznému snížení indukčnosti primárních vinutí a selhání spínacích tranzistorů VT1, VT2. Uvažujme procesy probíhající v převodníku na tranzistoru VT1 a transformátoru DT1. Když se tranzistor VT1 otevře, protéká jím lineárně rostoucí proud a primárním vinutím 1-2 DT1 podél obvodu: Upom -2-1 DT1 - obvod VT1 - „pouzdro“.
Když odemykací impuls na základně VT1 skončí, náhle se zavře. Proud vinutím 1-2 DT1 se zastaví. EMF na demagnetizačním vinutí 2-3 DT1 však změní polaritu a proud demagnetizačního jádra DT1 protéká tímto vinutím a diodou D10 obvodem: 2 DT1 - Upom - C9 - „tělo“ - D10-3DT1.
Tento proud lineárně klesá, tzn. derivace magnetického toku jádrem DT1 změní znaménko a jádro se demagnetizuje. Při tomto zpětném cyklu se tedy přebytečná energie uložená v jádře DT1 při otevřeném stavu tranzistoru VT1 vrací zpět do zdroje (dobíjí se akumulační kondenzátor C9 sběrnice Upom).
Tato možnost pro implementaci odpovídající kaskády je však nejméně výhodná, protože oba transformátory DT1, DT2 pracují s nedostatečným využitím v indukci a s konstantní složkou proudu primárního vinutí. K převrácení magnetizace jader DT1, DT2 dochází v soukromém cyklu, který pokrývá pouze kladné indukční hodnoty. Z tohoto důvodu se magnetické toky v jádrech ukazují jako pulzující, tj. obsahují konstantní složku. To vede ke zvýšení hmotnostních a rozměrových parametrů transformátorů DT1, DT2 a navíc oproti jiným variantám přizpůsobovací kaskády jsou zde potřeba dva transformátory místo jednoho.