Cargador de pulsos para tl494. Esquemas prácticos de cargadores de baterías universales.

FUENTE DE ALIMENTACIÓN CONMUTADA PARA TL494 E IR2110

La mayoría de los convertidores de voltaje para automóviles y redes se basan en un controlador TL494 especializado y, dado que es el principal, sería injusto no hablar brevemente sobre el principio de su funcionamiento.
El controlador TL494 es un paquete DIP16 de plástico (también hay opciones en un paquete plano, pero no se utiliza en estos diseños). El diagrama funcional del controlador se muestra en la Fig. 1.

Figura 1 - Diagrama de bloques del chip TL494.

Como puede verse en la figura, el microcircuito TL494 tiene circuitos de control muy desarrollados, lo que permite construir convertidores basados ​​​​en él que se adaptan a casi cualquier requisito, pero primero unas palabras sobre las unidades funcionales del controlador.
Circuitos ION y protección contra subtensión. El circuito se enciende cuando la potencia alcanza el umbral de 5,5...7,0 V (valor típico 6,4 V). Hasta ese momento, los buses de control interno prohíben el funcionamiento del generador y de la parte lógica del circuito. La corriente sin carga a una tensión de alimentación de +15 V (los transistores de salida están desactivados) no supera los 10 mA. ION +5V (+4,75..+5,25 V, estabilización de salida no peor que +/- 25mV) proporciona una corriente que fluye de hasta 10 mA. El ION sólo puede reforzarse utilizando un seguidor de emisor NPN (consulte TI págs. 19-20), pero el voltaje en la salida de dicho "estabilizador" dependerá en gran medida de la corriente de carga.
Generador genera un voltaje de diente de sierra de 0..+3.0V (la amplitud la establece el ION) en el capacitor de temporización Ct (pin 5) para el TL494 Texas Instruments y 0...+2.8V para el TL494 Motorola (¿qué podemos hacer?). esperar de los demás?), respectivamente, para TI F =1.0/(RtCt), para Motorola F=1.1/(RtCt).
Frecuencias de operación permitidas de 1 a 300 kHz, con el rango recomendado Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF. En este caso, la deriva de temperatura típica de la frecuencia es (por supuesto, sin tener en cuenta la deriva de los componentes conectados) +/-3%, y la deriva de frecuencia dependiendo de la tensión de alimentación está dentro del 0,1% en todo el rango permitido.
Para apagado remoto generador, puede utilizar una llave externa para cortocircuitar la entrada Rt (6) a la salida ION, o cortocircuitar Ct a tierra. Por supuesto, se debe tener en cuenta la resistencia a fugas del interruptor abierto al seleccionar Rt, Ct.
Entrada de control de fase de reposo (factor de trabajo) a través del comparador de fase de reposo establece la pausa mínima requerida entre pulsos en los brazos del circuito. Esto es necesario tanto para evitar el paso de corriente en las etapas de potencia fuera del IC como para el funcionamiento estable del disparador: el tiempo de conmutación de la parte digital del TL494 es de 200 ns. La señal de salida se habilita cuando la sierra excede el voltaje en la entrada de control 4 (DT) por Ct. A frecuencias de reloj de hasta 150 kHz con voltaje de control cero, la fase de reposo = 3% del período (sesgo equivalente de la señal de control 100..120 mV), a altas frecuencias la corrección incorporada expande la fase de reposo a 200. .300 ns.
Usando el circuito de entrada DT, puede configurar una fase de descanso fija (divisor R-R), modo de arranque suave (R-C), apagado remoto (tecla) y también usar DT como entrada de control lineal. El circuito de entrada se ensambla utilizando transistores PNP, por lo que la corriente de entrada (hasta 1,0 μA) fluye fuera del IC en lugar de entrar en él. La corriente es bastante grande, por lo que se deben evitar las resistencias de alta resistencia (no más de 100 kOhm). Consulte TI, página 23 para ver un ejemplo de protección contra sobretensiones utilizando un diodo zener de 3 conductores TL430 (431).
Amplificadores de error - de hecho, amplificadores operacionales con Ku = 70..95 dB a voltaje constante (60 dB para las primeras series), Ku = 1 a 350 kHz. Los circuitos de entrada se ensamblan utilizando transistores PNP, por lo que la corriente de entrada (hasta 1,0 μA) fluye fuera del IC en lugar de entrar en él. La corriente para el amplificador operacional es bastante grande, el voltaje de polarización también es alto (hasta 10 mV), por lo que se deben evitar resistencias de alta resistencia en los circuitos de control (no más de 100 kOhm). Pero gracias al uso de entradas pnp, el rango de voltaje de entrada es de -0.3V a Vsupply-2V
Cuando utilice un sistema operativo RC dependiente de la frecuencia, debe recordar que la salida de los amplificadores en realidad es de un solo extremo (¡diodo en serie!), por lo que cargará la capacitancia (hacia arriba) y tardará mucho en descargarse hacia abajo. El voltaje en esta salida está dentro de 0..+3,5 V (un poco más que la oscilación del generador), luego el coeficiente de voltaje cae bruscamente y aproximadamente a 4,5 V en la salida los amplificadores están saturados. Asimismo, se deben evitar resistencias de baja resistencia en el circuito de salida del amplificador (bucle de retroalimentación).
Los amplificadores no están diseñados para funcionar dentro de un ciclo de reloj de la frecuencia de funcionamiento. Con un retardo de propagación de la señal dentro del amplificador de 400 ns, son demasiado lentos para esto y la lógica de control del disparador no lo permite (aparecerían pulsos laterales en la salida). En circuitos PN reales, la frecuencia de corte del circuito OS se selecciona del orden de 200-10000 Hz.
Lógica de control de disparo y salida - Con una tensión de alimentación de al menos 7 V, si la tensión de la sierra en el generador es mayor que en la entrada de control DT, y si la tensión de la sierra es mayor que en cualquiera de los amplificadores de error (teniendo en cuenta los umbrales incorporados y compensaciones) - se permite la salida del circuito. Cuando el generador se reinicia del máximo a cero, las salidas se apagan. Un disparador con salida parafásica divide la frecuencia a la mitad. Con 0 lógico en la entrada 13 (modo de salida), las fases de disparo se combinan mediante OR y se alimentan simultáneamente a ambas salidas; con 1 lógico, se alimentan en fase a cada salida por separado.
Transistores de salida - npn Darlingtons con protección térmica incorporada (pero sin protección actual). Así, la caída de tensión mínima entre el colector (normalmente cerrado al bus positivo) y el emisor (en la carga) es de 1,5 V (típico a 200 mA), y en un circuito con un emisor común es un poco mejor, 1,1 Muy típico. La corriente de salida máxima (con un transistor abierto) está limitada a 500 mA, la potencia máxima para todo el chip es de 1 W.
Las fuentes de alimentación conmutadas están reemplazando gradualmente a sus parientes tradicionales en la ingeniería de audio, ya que parecen notablemente más atractivas tanto en términos económicos como de tamaño. El mismo factor por el cual las fuentes de alimentación conmutadas contribuyen significativamente a la distorsión del amplificador, es decir, la aparición de armónicos adicionales, ya no es relevante principalmente por dos razones: la base de elementos moderna permite diseñar convertidores con una frecuencia de conversión significativamente superior a 40 kHz, por lo tanto la modulación de potencia introducida por la fuente de alimentación ya será en ultrasonidos. Además, una frecuencia de alimentación más alta es mucho más fácil de filtrar, y el uso de dos filtros LC en forma de L a lo largo de los circuitos de alimentación ya suaviza suficientemente las ondulaciones en estas frecuencias.
Por supuesto, hay una mosca en el ungüento en este barril de miel: la diferencia de precio entre una fuente de alimentación típica para un amplificador de potencia y una pulsada se vuelve más notable a medida que aumenta la potencia de esta unidad, es decir, Cuanto más potente sea la fuente de alimentación, más rentable será en relación con su homóloga estándar.
Y eso no es todo. Cuando se utilizan fuentes de alimentación conmutadas, es necesario cumplir con las reglas para instalar dispositivos de alta frecuencia, es decir, el uso de pantallas adicionales, la alimentación de la parte de alimentación del cable común a los disipadores de calor, así como el correcto cableado a tierra y la conexión de Trenzas y conductores de blindaje.
Después de una breve digresión lírica sobre las características de las fuentes de alimentación conmutadas para amplificadores de potencia, el diagrama de circuito real de una fuente de alimentación de 400 W:

Figura 1. Diagrama esquemático de una fuente de alimentación conmutada para amplificadores de potencia de hasta 400 W.
AMPLIAR EN BUENA CALIDAD

El controlador de control de esta fuente de alimentación es TL494. Por supuesto, existen chips más modernos para realizar esta tarea, pero utilizamos este controlador en particular por dos razones: es MUY fácil de comprar. Durante bastante tiempo se utilizó TL494 de Texas Instruments en las fuentes de alimentación fabricadas; no se encontraron problemas de calidad. El amplificador de error está cubierto por OOS, lo que permite lograr un coeficiente bastante grande. estabilización (relación de resistencias R4 y R6).
Después del controlador TL494 hay un controlador de medio puente IR2110, que en realidad controla las puertas de los transistores de potencia. El uso del controlador hizo posible abandonar el transformador correspondiente, que se usa ampliamente en fuentes de alimentación de computadoras. El driver IR2110 se carga en las puertas a través de las cadenas R24-VD4 y R25-VD5 que aceleran el cierre de las puertas de campo.
Los interruptores de potencia VT2 y VT3 operan en el devanado primario del transformador de potencia. El punto medio necesario para obtener tensión alterna en el devanado primario del transformador está formado por los elementos R30-C26 y R31-C27.
Algunas palabras sobre el algoritmo de funcionamiento de la fuente de alimentación conmutada en el TL494:
En el momento de suministrar una tensión de red de 220 V, las capacitancias de los filtros de alimentación primaria C15 y C16 se infectan a través de las resistencias R8 y R11, lo que no permite que el puente diol VD se sobrecargue con una corriente de cortocircuito completamente descargada. C15 y C16. Al mismo tiempo, los condensadores C1, C3, C6, C19 se cargan a través de una línea de resistencias R16, R18, R20 y R22, un estabilizador 7815 y una resistencia R21.
Tan pronto como el voltaje en el capacitor C6 alcanza los 12 V, el diodo zener VD1 "se rompe" y la corriente comienza a fluir a través de él, cargando el capacitor C18, y tan pronto como el terminal positivo de este capacitor alcanza un valor suficiente para abrir el tiristor. VS2, se abrirá. Esto activará el relé K1, que con sus contactos evitará las resistencias limitadoras de corriente R8 y R11. Además, el tiristor abierto VS2 abrirá el transistor VT1 tanto al controlador TL494 como al controlador de medio puente IR2110. El controlador comenzará un modo de arranque suave, cuya duración depende de las clasificaciones de R7 y C13.
Durante un arranque suave, la duración de los pulsos que abren los transistores de potencia aumenta gradualmente, cargando así gradualmente los condensadores de potencia secundarios y limitando la corriente a través de los diodos rectificadores. La duración aumenta hasta que el suministro secundario es suficiente para abrir el LED del optoacoplador IC1. Tan pronto como el brillo del LED del optoacoplador sea suficiente para abrir el transistor, la duración del pulso dejará de aumentar (Figura 2).

Figura 2. Modo de inicio suave.

Cabe señalar aquí que la duración del arranque suave es limitada, ya que la corriente que pasa a través de las resistencias R16, R18, R20, R22 no es suficiente para alimentar el controlador TL494, el controlador IR2110 y el devanado del relé encendido: el suministro El voltaje de estos microcircuitos comenzará a disminuir y pronto disminuirá a un valor en el que TL494 dejará de generar pulsos de control. Y es precisamente hasta este momento que se debe completar el modo de arranque suave y el convertidor debe volver a su funcionamiento normal, ya que el controlador TL494 y el driver IR2110 reciben su alimentación principal del transformador de potencia (VD9, VD10 - rectificador de punto medio, R23- C1-C3 - filtro RC , IC3 es un estabilizador de 15 V) y es por eso que los condensadores C1, C3, C6, C19 tienen valores tan grandes: deben mantener la fuente de alimentación del controlador hasta que vuelva a su funcionamiento normal.
El TL494 estabiliza el voltaje de salida cambiando la duración de los pulsos de control de los transistores de potencia a una frecuencia constante - Modulación de ancho de pulso - PWM. Esto sólo es posible si el valor de la tensión secundaria del transformador de potencia es superior al requerido en la salida del estabilizador en al menos un 30%, pero no más del 60%.

Figura 3. Principio de funcionamiento de un estabilizador PWM.

A medida que aumenta la carga, el voltaje de salida comienza a disminuir, el LED del optoacoplador IC1 comienza a brillar menos, el transistor del optoacoplador se cierra, reduciendo el voltaje en el amplificador de error y aumentando así la duración de los pulsos de control hasta que el voltaje efectivo alcanza el valor de estabilización. (Figura 3). A medida que la carga disminuye, el voltaje comenzará a aumentar, el LED del optoacoplador IC1 comenzará a brillar más, abriendo así el transistor y reduciendo la duración de los pulsos de control hasta que el valor efectivo del voltaje de salida disminuya a un valor estabilizado. La cantidad de voltaje estabilizado se regula mediante la resistencia de ajuste R26.
Cabe señalar que el controlador TL494 no regula la duración de cada pulso en función del voltaje de salida, sino solo el valor promedio, es decir. la parte de medición tiene cierta inercia. Sin embargo, incluso con condensadores instalados en la fuente de alimentación secundaria con una capacidad de 2200 μF, los cortes de energía en cargas máximas de corta duración no superan el 5%, lo cual es bastante aceptable para equipos de clase HI-FI. Generalmente instalamos capacitores en la fuente de alimentación secundaria de 4700 uF, lo que brinda un margen de confianza para los valores máximos, y el uso de un inductor de estabilización de grupo nos permite controlar los 4 voltajes de potencia de salida.
Esta fuente de alimentación conmutada está equipada con protección contra sobrecargas, cuyo elemento de medición es el transformador de corriente TV1. Tan pronto como la corriente alcanza un valor crítico, el tiristor VS1 se abre y deriva la fuente de alimentación a la etapa final del controlador. Los pulsos de control desaparecen y la fuente de alimentación entra en modo de espera, en el que puede permanecer durante bastante tiempo, ya que el tiristor VS2 continúa abierto; la corriente que fluye a través de las resistencias R16, R18, R20 y R22 es suficiente para mantenerlo. en estado abierto. Cómo calcular un transformador de corriente.
Para salir de la fuente de alimentación del modo de espera, se debe presionar el botón SA3, que puenteará el tiristor VS2 con sus contactos, la corriente dejará de fluir a través de él y se cerrará. Tan pronto como se abren los contactos SA3, el transistor VT1 se cierra solo, quitando energía del controlador y del excitador. Por lo tanto, el circuito de control cambiará al modo de consumo mínimo: el tiristor VS2 está cerrado, por lo tanto el relé K1 está apagado, el transistor VT1 está cerrado y, por lo tanto, el controlador y el excitador están desenergizados. Los condensadores C1, C3, C6 y C19 comienzan a cargarse y tan pronto como el voltaje alcanza los 12 V, el tiristor VS2 se abre y comienza la fuente de alimentación conmutada.
Si necesita poner la fuente de alimentación en modo de espera, puede usar el botón SA2, al presionarlo se conectará la base y el emisor del transistor VT1. El transistor se cerrará y desactivará el controlador y el conductor. Los pulsos de control desaparecerán y los voltajes secundarios desaparecerán. Sin embargo, no se cortará la alimentación del relé K1 y el convertidor no se reiniciará.
Este diseño de circuito le permite ensamblar fuentes de alimentación de 300-400 W a 2000 W; por supuesto, algunos elementos del circuito deberán reemplazarse, ya que sus parámetros simplemente no pueden soportar cargas pesadas.
Al ensamblar opciones más potentes, debe prestar atención a los condensadores de los filtros de suavizado de la fuente de alimentación primaria C15 y C16. La capacitancia total de estos capacitores debe ser proporcional a la potencia de la fuente de alimentación y corresponder a la proporción de 1 W de la potencia de salida del convertidor de voltaje corresponde a 1 µF de la capacitancia del capacitor del filtro de potencia primario. Es decir, si la potencia de la fuente de alimentación es de 400 W, entonces se deben utilizar 2 condensadores de 220 μF, si la potencia es de 1000 W, entonces se deben instalar 2 condensadores de 470 μF o dos de 680 μF.
Este requisito tiene dos propósitos. En primer lugar, se reduce la ondulación de la tensión de alimentación primaria, lo que facilita la estabilización de la tensión de salida. En segundo lugar, el uso de dos condensadores en lugar de uno facilita el funcionamiento del condensador en sí, ya que los condensadores electrolíticos de la serie TK son mucho más fáciles de obtener y no están del todo destinados a su uso en fuentes de alimentación de alta frecuencia: la resistencia interna es demasiado alta. y a altas frecuencias estos condensadores se calentarán. Utilizando dos piezas, se reduce la resistencia interna y el calentamiento resultante se divide entre dos condensadores.
Cuando se utilizan como transistores de potencia IRF740, IRF840, STP10NK60 y similares (para obtener más información sobre los transistores más utilizados en convertidores de red, consulte la tabla al final de la página), los diodos VD4 y VD5 se pueden abandonar por completo y los valores ​​el número de resistencias R24 y R25 se puede reducir a 22 ohmios: la potencia del controlador IR2110 es suficiente para controlar estos transistores. Si se va a montar una fuente de alimentación conmutada más potente, se necesitarán transistores más potentes. Se debe prestar atención tanto a la corriente máxima del transistor como a su poder de disipación: las fuentes de alimentación conmutadas estabilizadas son muy sensibles a la instalación correcta del amortiguador y sin él, los transistores de potencia se calientan más porque comienzan las corrientes formadas debido a la autoinducción. fluya a través de los diodos instalados en los transistores. Lea más sobre cómo elegir un amortiguador.
Además, el tiempo de cierre que aumenta sin un amortiguador contribuye significativamente al calentamiento: el transistor permanece en modo lineal por más tiempo.
Muy a menudo se olvidan de otra característica de los transistores de efecto de campo: al aumentar la temperatura, su corriente máxima disminuye, y con bastante fuerza. En base a esto, al elegir transistores de potencia para fuentes de alimentación conmutadas, debe tener al menos una reserva de corriente máxima dos veces mayor para fuentes de alimentación de amplificadores de potencia y una reserva triple para dispositivos que funcionan con una carga grande e invariable, por ejemplo, un fundición por inducción o iluminación decorativa, alimentación de herramientas eléctricas de bajo voltaje.
La tensión de salida se estabiliza mediante el inductor de estabilización de grupo L1 (GLS). Debes prestar atención a la dirección de los devanados de este inductor. El número de vueltas debe ser proporcional a los voltajes de salida. Por supuesto, existen fórmulas para calcular esta unidad de devanado, pero la experiencia ha demostrado que la potencia total del núcleo de un DGS debe ser del 20 al 25% de la potencia total del transformador de potencia. Puedes enrollar hasta llenar la ventana aproximadamente 2/3, sin olvidar que si los voltajes de salida son diferentes, entonces el devanado con mayor voltaje debe ser proporcionalmente mayor, por ejemplo, necesitas dos voltajes bipolares, uno de ±35 V. , y el segundo para alimentar el subwoofer con un voltaje de ±50 V.
Enrollamos el DGS en cuatro cables a la vez hasta llenar 2/3 de la ventana, contando las vueltas. El diámetro se calcula en base a una intensidad de corriente de 3-4 A/mm2. Digamos que tenemos 22 vueltas, hagamos la proporción:
22 vueltas/35 V = X vueltas/50 V.
X vueltas = 22 × 50 / 35 = 31,4 ≈ 31 vueltas
A continuación, cortaré dos cables para ±35 V y enrollaré otras 9 vueltas para un voltaje de ±50.
¡ATENCIÓN! Recuerde que la calidad de la estabilización depende directamente de la rapidez con la que cambia el voltaje al que está conectado el diodo optoacoplador. Para mejorar el coeficiente de estabilización, tiene sentido conectar una carga adicional a cada voltaje en forma de resistencias de 2 W con una resistencia de 3,3 kOhm. La resistencia de carga conectada al voltaje controlado por el optoacoplador debe ser 1,7...2,2 veces menor.

Los datos del circuito para fuentes de alimentación conmutadas de red en anillos de ferrita con una permeabilidad de 2000 Nm se resumen en la Tabla 1.

Sin embargo, no siempre es posible reconocer la marca de ferrita, especialmente si se trata de ferrita de transformadores horizontales de televisores. Puedes salir de la situación averiguando experimentalmente el número de vueltas. Más detalles sobre esto en el vídeo:

Utilizando el circuito anterior de una fuente de alimentación conmutada, se desarrollaron y probaron varias submodificaciones, diseñadas para resolver un problema particular en varias potencias. Los dibujos de la placa de circuito impreso para estas fuentes de alimentación se muestran a continuación.
Placa de circuito impreso para fuente de alimentación conmutada estabilizada con una potencia de hasta 1200...1500 W. Tamaño del tablero 269x130 mm. De hecho, se trata de una versión más avanzada de la placa de circuito impreso anterior. Se distingue por la presencia de un inductor de estabilización de grupo, que le permite controlar la magnitud de todos los voltajes de alimentación, así como un filtro LC adicional. Tiene control de ventilador y protección contra sobrecarga. Los voltajes de salida constan de dos fuentes de energía bipolares y una fuente bipolar de baja corriente, diseñadas para alimentar las etapas preliminares.

Vista exterior de la placa de circuito impreso para una fuente de alimentación de hasta 1500 W. DESCARGAR EN FORMATO LAY

Se puede realizar una fuente de alimentación de red conmutada estabilizada con una potencia de hasta 1500...1800 W sobre una placa de circuito impreso de 272x100 mm. La fuente de alimentación está diseñada para un transformador de potencia fabricado sobre anillos K45 y ubicado en posición horizontal. Tiene dos fuentes de alimentación bipolares, que se pueden combinar en una sola fuente para alimentar un amplificador con fuente de alimentación de dos niveles y una fuente bipolar de baja corriente para etapas preliminares.

Placa de circuito impreso de una fuente de alimentación conmutada de hasta 1800 W. DESCARGAR EN FORMATO LAY

Esta fuente de alimentación se puede utilizar para alimentar equipos automotrices de alta potencia, como potentes amplificadores y aires acondicionados de automóviles. Dimensiones del tablero 188x123. Los diodos rectificadores Schottky utilizados están paralelizados mediante puentes y la corriente de salida puede alcanzar 120 A con una tensión de 14 V. Además, la fuente de alimentación puede generar tensión bipolar con una capacidad de carga de hasta 1 A (los estabilizadores de tensión integrados instalados ya no permitir). El transformador de potencia está fabricado sobre anillos K45, la bobina de tensión de potencia de filtrado está realizada sobre dos anillos K40x25x11. Protección contra sobrecarga incorporada.

Vista externa del tablero de circuito impreso de la fuente de alimentación para equipos automotrices DESCARGAR EN FORMATO LAY

La fuente de alimentación de hasta 2000 W se realiza en dos placas de 275x99, ubicadas una encima de la otra. El voltaje está controlado por un voltaje. Tiene protección contra sobrecarga. El archivo contiene varias opciones para el “segundo piso” para dos voltajes bipolares, para dos voltajes unipolares, para los voltajes requeridos para voltajes de dos y tres niveles. El transformador de potencia está ubicado horizontalmente y está realizado sobre anillos K45.

Aparición de una fuente de alimentación de “dos pisos” DESCARGAR EN FORMATO LAY

En un tablero de 277x154 se realiza una fuente de alimentación con dos voltajes bipolares o uno para un amplificador de dos niveles. Tiene un estrangulador de estabilización de grupo y protección contra sobrecarga. El transformador de potencia está montado sobre anillos K45 y está situado en posición horizontal. Potencia hasta 2000 W.

Vista externa de la placa de circuito impreso DESCARGAR EN FORMATO LAY

Casi la misma fuente de alimentación que la anterior, pero tiene un voltaje de salida bipolar.

Vista externa de la placa de circuito impreso DESCARGAR EN FORMATO LAY

La fuente de alimentación conmutada tiene dos tensiones de potencia bipolar estabilizada y una bipolar de baja corriente. Equipado con control de ventilador y protección contra sobrecarga. Tiene un estrangulador de estabilización de grupo y filtros LC adicionales. Potencia hasta 2000...2400 W. El tablero tiene unas dimensiones de 278x146 mm.

Vista externa de la placa de circuito impreso DESCARGAR EN FORMATO LAY

La placa de circuito impreso de una fuente de alimentación conmutada para un amplificador de potencia con fuentes de alimentación de dos niveles, con un tamaño de 284x184 mm, tiene un estrangulador de estabilización de grupo y filtros LC adicionales, protección contra sobrecargas y control de ventilador. Una característica distintiva es el uso de transistores discretos para acelerar el apagado de los transistores de potencia. Potencia hasta 2500...2800 W.

con fuente de alimentación de dos niveles DESCARGAR EN FORMATO LAY

Una versión ligeramente modificada del PCB anterior con dos voltajes bipolares. Tamaño 285x172. Potencia hasta 3000 W.

Vista externa del circuito impreso de la fuente de alimentación del amplificador DESCARGAR EN FORMATO LAY

La fuente de alimentación conmutada de red puenteada con una potencia de hasta 4000...4500 W está fabricada sobre una placa de circuito impreso de dimensiones 269x198 mm, tiene dos tensiones de alimentación bipolares, control de ventilador y protección contra sobrecargas. Utiliza estrangulador de estabilización de grupo. Es recomendable utilizar filtros de alimentación secundarios adicionales remotos.

Vista externa del circuito impreso de la fuente de alimentación del amplificador DESCARGAR EN FORMATO LAY

A bordo hay mucho más espacio para ferritas del que podría haber. El caso es que no siempre es necesario ir más allá del rango del sonido. Por lo tanto, se proporcionan áreas adicionales en los tableros. Por si acaso, una pequeña selección de datos de referencia sobre transistores de potencia y enlaces de dónde comprarlos. Por cierto, he pedido más de una vez tanto TL494 como IR2110 y, por supuesto, transistores de potencia. Es cierto que no me llevé todo el surtido, pero hasta el momento no he encontrado ningún defecto.

¿Quién no se ha encontrado en su práctica con la necesidad de cargar una batería y, decepcionado por la falta de un cargador con los parámetros necesarios, se ha visto obligado a comprar un cargador nuevo en una tienda o volver a montar el circuito necesario?
Por eso, en repetidas ocasiones he tenido que resolver el problema de cargar varias baterías cuando no había un cargador adecuado a mano. Tuve que montar rápidamente algo sencillo, en relación con una batería específica.

La situación era tolerable hasta que surgió la necesidad de una preparación masiva y, en consecuencia, de cargar las baterías. Fue necesario producir varios cargadores universales, económicos y que funcionen en una amplia gama de voltajes de entrada y salida y corrientes de carga.

Los circuitos de carga propuestos a continuación fueron desarrollados para cargar baterías de iones de litio, pero es posible cargar otros tipos de baterías y baterías compuestas (utilizando el mismo tipo de celdas, en adelante denominadas AB).

Todos los esquemas presentados tienen los siguientes parámetros principales:
voltaje de entrada 15-24 V;
corriente de carga (ajustable) hasta 4 A;
voltaje de salida (ajustable) 0,7 - 18 V (a Uin=19V).

Todos los circuitos fueron diseñados para funcionar con fuentes de alimentación de computadoras portátiles o para funcionar con otras fuentes de alimentación con voltajes de salida de CC de 15 a 24 voltios y se construyeron sobre componentes comunes que están presentes en las placas de fuentes de alimentación de computadoras antiguas y fuentes de alimentación de otros dispositivos. , ordenadores portátiles, etc.

Circuito de memoria N°1 (TL494)

La entrada inversa (pin 2) del mismo amplificador de error recibe un voltaje de comparación, regulado por una resistencia variable PR1, desde una fuente de voltaje de referencia integrada en el chip (ION - pin 14), que cambia la diferencia de potencial entre las entradas. del amplificador de error.
Tan pronto como el valor de voltaje en R10 exceda el valor de voltaje (establecido por la resistencia variable PR1) en el pin 2 del microcircuito TL494, el pulso de corriente de carga se interrumpirá y se reanudará nuevamente solo en el siguiente ciclo de la secuencia de pulsos generado por el generador de microcircuitos.
Al ajustar así la amplitud de los impulsos en la puerta del transistor VT2, controlamos la corriente de carga de la batería.

El transistor VT1, conectado en paralelo con la puerta de un potente interruptor, proporciona la tasa de descarga necesaria de la capacitancia de la puerta de este último, evitando el bloqueo "suave" de VT2. En este caso, la amplitud del voltaje de salida en ausencia de una batería (u otra carga) es casi igual al voltaje de suministro de entrada.

Con una carga activa, el voltaje de salida estará determinado por la corriente a través de la carga (su resistencia), lo que permite que este circuito se utilice como controlador de corriente.

Al cargar la batería, el voltaje en la salida del interruptor (y, por lo tanto, en la propia batería) tenderá a aumentar con el tiempo hasta un valor determinado por el voltaje de entrada (teóricamente) y esto, por supuesto, no se puede permitir, sabiendo que El valor de voltaje de la batería de litio que se está cargando debe limitarse a 4,1 V (4,2 V). Por lo tanto, la memoria utiliza un circuito de dispositivo de umbral, que es un disparador Schmitt (en adelante, TS) en un amplificador operacional KR140UD608 (IC1) o en cualquier otro amplificador operacional.

Cuando se alcanza el valor de voltaje requerido en la batería, en el cual los potenciales en las entradas directa e inversa (pines 3, 2 - respectivamente) de IC1 son iguales, aparecerá un nivel lógico alto (casi igual al voltaje de entrada) en el salida del amplificador operacional, lo que hace que el LED que indica el final de la carga HL2 y el LED enciendan el optoacoplador VH1 que abrirá su propio transistor, bloqueando el suministro de pulsos a la salida U1. La llave del VT2 se cerrará y la batería dejará de cargarse.

Una vez cargada la batería, comenzará a descargarse a través del diodo inverso integrado en VT2, que estará conectado directamente con respecto a la batería y la corriente de descarga será de aproximadamente 15-25 mA, teniendo en cuenta la descarga también a través de los elementos. del circuito TS. Si esta circunstancia le parece crítica a alguien, se debe colocar un diodo potente (preferiblemente con una baja caída de voltaje directo) en el espacio entre el drenaje y el terminal negativo de la batería.

La histéresis TS en esta versión del cargador se elige de manera que la carga comience nuevamente cuando el voltaje de la batería caiga a 3,9 V.

Este cargador también se puede utilizar para cargar baterías de litio (y otras) conectadas en serie. Basta con calibrar el umbral de respuesta requerido utilizando la resistencia variable PR3.
Así, por ejemplo, un cargador ensamblado según el esquema 1 funciona con una batería de serie de tres secciones de una computadora portátil, que consta de elementos duales, que se montó para reemplazar la batería de níquel-cadmio de un destornillador.
La fuente de alimentación del portátil (19V/4,7A) se conecta al cargador, montado en la caja estándar del cargador de destornillador en lugar del circuito original. La corriente de carga de la batería "nueva" es de 2 A. Al mismo tiempo, el transistor VT2, que funciona sin radiador, se calienta hasta una temperatura máxima de 40-42 C.
El cargador se apaga, naturalmente, cuando el voltaje de la batería alcanza los 12,3V.

La histéresis de TS cuando cambia el umbral de respuesta sigue siendo la misma que un PORCENTAJE. Es decir, si con un voltaje de apagado de 4,1 V, el cargador se encendió nuevamente cuando el voltaje cayó a 3,9 V, entonces, en este caso, el cargador se encendió nuevamente cuando el voltaje de la batería disminuyó a 11,7 V. Pero si es necesario , la profundidad de la histéresis puede cambiar.

Umbral del cargador y calibración de histéresis

Configurar el modo actual es aún más fácil.
1. Apagamos el dispositivo de umbral utilizando cualquier método disponible (pero seguro): por ejemplo, "conectando" el motor PR3 al cable común del dispositivo o "cortocircuitando" el LED del optoacoplador.
2. En lugar de la batería, conectamos una carga en forma de bombilla de 12 voltios a la salida del cargador (por ejemplo, utilicé un par de lámparas de 12 V y 20 vatios para la instalación).
3. Conectamos el amperímetro a la rotura de cualquiera de los cables de alimentación en la entrada del cargador.
4. Poner el motor PR1 al mínimo (al máximo a la izquierda según el diagrama).
5. Enciende la memoria. Gire suavemente la perilla de ajuste PR1 en la dirección de aumento de la corriente hasta obtener el valor requerido.
Puede intentar cambiar la resistencia de la carga hacia valores más bajos de su resistencia conectando en paralelo, digamos, otra lámpara similar o incluso "cortocircuitando" la salida del cargador. La corriente no debería cambiar significativamente.

Durante las pruebas del dispositivo, resultó que las frecuencias en el rango de 100-700 Hz son óptimas para este circuito, siempre que se utilicen IRF3205, IRF3710 (calentamiento mínimo). Dado que el TL494 está infrautilizado en este circuito, el amplificador de error libre en el IC se puede usar para controlar un sensor de temperatura, por ejemplo.

También debe tenerse en cuenta que si el diseño es incorrecto, incluso un dispositivo de pulso correctamente ensamblado no funcionará correctamente. Por lo tanto, no se debe descuidar la experiencia de ensamblar dispositivos de impulsos de potencia, descrita repetidamente en la literatura, a saber: todas las conexiones de "potencia" del mismo nombre deben ubicarse a la distancia más corta entre sí (idealmente en un punto). Entonces, por ejemplo, puntos de conexión como el colector VT1, los terminales de las resistencias R6, R10 (puntos de conexión con el cable común del circuito), el terminal 7 de U1, deben combinarse casi en un punto o mediante un cortocircuito recto y conductor ancho (autobús). Lo mismo se aplica al drenaje VT2, cuya salida debe "colgarse" directamente en el terminal "-" de la batería. Los terminales de IC1 también deben estar muy cerca "eléctricamente" de los terminales de la batería.

Circuito de memoria N° 2 (TL494)

Como puede ver, para cambiar rápidamente el modo actual y trabajar con diferentes números de elementos conectados en serie, se han introducido configuraciones fijas con resistencias de recorte PR1-PR3 (configuración actual), PR5-PR7 (configuración del umbral de fin de carga para un diferente número de elementos) y los interruptores SA1 (selección de corriente de carga) y SA2 (selección del número de celdas de batería a cargar).
Los interruptores tienen dos direcciones, donde sus segundas secciones conmutan los LED de indicación de selección de modo.

Otra diferencia con el dispositivo anterior es el uso de un segundo amplificador de error TL494 como elemento umbral (conectado según el circuito TS) que determina el final de la carga de la batería.

Bueno, y, por supuesto, se utilizó un transistor de conductividad p como clave, lo que simplificó el uso completo del TL494 sin el uso de componentes adicionales.

El método para establecer el final de los umbrales de carga y los modos actuales es el mismo, en cuanto a configurar la versión anterior de la memoria. Por supuesto, para una cantidad diferente de elementos, el umbral de respuesta cambiará en múltiplos.

Al probar este circuito, notamos un calentamiento más fuerte del interruptor en el transistor VT2 (cuando hago prototipos uso transistores sin disipador de calor). Por esta razón, deberías usar otro transistor (que simplemente no tenía) de conductividad adecuada, pero con mejores parámetros de corriente y menor resistencia de canal abierto, o duplicar el número de transistores indicados en el circuito, conectándolos en paralelo con resistencias de puerta separadas.

El uso de estos transistores (en una versión "única") no es crítico en la mayoría de los casos, pero en este caso, la colocación de los componentes del dispositivo está prevista en una caja de tamaño pequeño utilizando radiadores pequeños o sin radiadores.

Circuito de memoria N°3 (TL494)

Circuito cargador N°3a (TL494)

Circuito de memoria N°4 (TL494)

Un módulo de este tipo siempre es útil para pruebas en banco tanto de baterías como de otros dispositivos. Tiene sentido utilizar dispositivos integrados (voltímetro, amperímetro). Las fórmulas para calcular los choques de almacenamiento e interferencia se describen en la literatura. Solo diré que durante las pruebas utilicé varios estranguladores ya preparados (con un rango de inductancias específicas), experimentando con una frecuencia PWM de 20 a 90 kHz. No noté ninguna diferencia particular en el funcionamiento del regulador (en el rango de voltajes de salida 2-18 V y corrientes 0-4 A): cambios menores en el calentamiento de la llave (sin radiador) me sentaron bastante bien . Sin embargo, la eficiencia es mayor cuando se utilizan inductancias más pequeñas.
El regulador funcionó mejor con dos inductores de 22 µH conectados en serie en núcleos cuadrados blindados de convertidores integrados en placas base de portátiles.

Circuito de memoria nº 5 (MC34063)

Circuito de memoria nº 6 (UC3843)

En los esquemas 5 y 6, se utilizaron en los experimentos los mismos conjuntos de componentes (incluidos los estranguladores). Según los resultados de las pruebas, todos los circuitos enumerados no son muy inferiores entre sí en el rango declarado de parámetros (frecuencia/corriente/voltaje). Por lo tanto, es preferible un circuito con menos componentes para la repetición.

Circuito de memoria N°7 (TL494)

Se utiliza un relé para cambiar la batería del modo "carga" al modo "carga".

Trabajar con la memoria es similar a trabajar con dispositivos anteriores. La calibración se lleva a cabo cambiando el interruptor de palanca al modo "calibración". En este caso, el contacto del interruptor de palanca S1 conecta el dispositivo de umbral y un voltímetro a la salida del regulador integral IC2. Habiendo establecido el voltaje requerido para la próxima carga de una batería específica en la salida de IC2, usando PR3 (girando suavemente), el LED HL2 se enciende y, en consecuencia, se activa el relé K1. Al reducir el voltaje en la salida de IC2, se suprime HL2. En ambos casos, el control se realiza mediante un voltímetro incorporado. Después de configurar los parámetros de respuesta de la PU, el interruptor de palanca cambia al modo de carga.

Esquema No. 8

Diseño del cargador

Diseñó varios medidores de duración de pulso digitales, diferentes en funcionalidad y base elemental.

Más de 30 propuestas de mejora para la modernización de unidades de diversos equipos especializados, incl. - fuente de alimentación. Desde hace mucho tiempo me dedico cada vez más a la automatización energética y la electrónica.

¿Por qué estoy aquí? Sí, porque aquí todos son iguales que yo. Hay mucho interés aquí para mí, ya que no soy un experto en tecnología de audio, pero me gustaría tener más experiencia en esta área.

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DISPOSITIVO DE CARGA PARA BATERÍAS DE COCHE

Otro cargador ensamblado de acuerdo con el circuito de un estabilizador de corriente clave con una unidad para monitorear el voltaje alcanzado en la batería para garantizar que se apague al final de la carga. Se utiliza un microcircuito especializado ampliamente utilizado para controlar el transistor clave. TL494 (KIA494, KA7500B, K1114UE4). El dispositivo proporciona regulación de la corriente de carga dentro de 1 ... 6 A (10 A máximo) y voltaje de salida 2 ... 20 V.

Transistor clave VT1, diodo VD5 y diodos de potencia VD1 - VD4 mediante espaciadores de mica se debe instalar en un radiador común con una superficie de 200 ... 400 cm2. El elemento más importante del circuito es el inductor. L1. La eficiencia del circuito depende de la calidad de su fabricación. Los requisitos para su fabricación se describen en Como núcleo se puede utilizar un transformador de impulsos de la fuente de alimentación de televisores 3USTST o similar. Es muy importante que el núcleo magnético tenga una distancia entre ranuras de aproximadamente 0,2 ... 1, 0 mm para evitar la saturación con corrientes elevadas. El número de vueltas depende del circuito magnético específico y puede estar en el rango de 15 ... 100 vueltas de cable PEV-2 de 2,0 mm. Si el número de vueltas es excesivo, se escuchará un suave silbido cuando el circuito funcione con la carga nominal. Como regla general, el silbido se produce solo a corrientes medias y, con una carga pesada, la inductancia del inductor debido a la magnetización del núcleo cae y el silbido se detiene. Si el silbido se detiene con corrientes bajas y con un aumento adicional en la corriente de carga el transistor de salida comienza a calentarse bruscamente, entonces el área del núcleo del circuito magnético es insuficiente para funcionar a la frecuencia de generación seleccionada; es necesario aumentar la frecuencia de funcionamiento del microcircuito selección de resistencia R4 o condensador C3 o instalar un estrangulador más grande. En ausencia de una estructura de transistor de potencia. pnp en el circuito puedes utilizar potentes transistores de la estructura. npn , como se muestra en la imagen.