مرحله خروجی تقویت کننده توان بالا. طراحی مدار مراحل خروجی تقویت کننده قدرت

تقویت کننده کلاس A

در حالت خطی کار می کند: هر دو ترانزیستور در یک حالت کار می کنند. این فراهم می کندحداقل اعوجاج ، اما در نتیجه این راندمان پایین (15-30%)، یعنی. این کلاس از نظر مصرف انرژی و گرمایش غیراقتصادی است. مصرف برق به توان خروجی بستگی ندارد.

تقویت کننده کلاس B

این کلاس عمدتاً شامل تقویت کننده هایی با ترانزیستورهای خروجی با رسانایی یکسان است. هر یک از ترانزیستورها در حالت کلیدی کار می کنند، یعنی. فقط سیگنال نیمه موج خود را در حالت خطی تقویت می کند (به عنوان مثال، اگر از ترانزیستورهایی با رسانایی N-P-N استفاده شود، مثبت است). به منظور تقویت نیم موج منفی سیگنال، یک اینورتر فاز بر روی یک ترانزیستور دیگر استفاده می شود. این مانند دو کلاس A جداگانه است (یکی برای هر نیم موج). تقویت کننده ای از این کلاس دارای راندمان بالایی است (حدود 70 درصد). توان مصرفی تقویت کننده متناسب با توان خروجی است، در صورت عدم وجود سیگنال در ورودی، آن صفر است. آمپلی فایرهای این کلاس در میان آمپلی فایرهای مدرن نادر هستند.

تقویت کننده کلاس AB

رایج ترین نوع تقویت کننده. این کلاس ترکیبی از کیفیت تقویت کننده های کلاس A و کلاس B است، یعنی. راندمان بالا از کلاس B و سطح پایین اعوجاج غیر خطی کلاس A. زاویه قطع بیش از 90 درجه در اینجا استفاده می شود، i.e. نقطه عملیاتی در ابتدای بخش خطی مشخصه جریان-ولتاژ انتخاب می شود. با توجه به این، در صورت عدم وجود سیگنال در ورودیعناصر تقویت کننده خاموش نمی شوند و مقداری جریان از آنها عبور می کند (به اصطلاح "جریان خاموش") ، گاهی قابل توجه است. و در اینجا نیاز به تنظیم و تثبیت این جریان وجود دارد تا ترانزیستورها در همان حالت ها بدون بارگذاری بیش از حد روی یکدیگر کار کنند. تنظیم نادرست جریان ساکن منجر به گرم شدن بیش از حد ترانزیستورها و خرابی آنها می شود.

بنابراین: برای مرحله خروجی دو پارامتر بسیار مهم وجود دارد (و مخصوصاً برای کلاس AB):

جریان ساکن و ولتاژ ساکن

اگر ترانزیستورها یک مشخصه ایده آل داشته باشند (که در واقع اتفاق نمی افتد)، آنگاه می توان جریان ساکن را برابر با صفر در نظر گرفت. در واقع، جریان کلکتور می تواند هم به دلیل پراکندگی در خصوصیات ترانزیستورها و هم به دلیل دمای آنها افزایش یابد. علاوه بر این: افزایش دما می تواند منجر به گرمای بیش از حد بهمن مانند و شکست حرارتی ترانزیستور شود. واقعیت این است که با افزایش دما، جریان کلکتور فقط افزایش می یابد و بنابراین گرمایش ترانزیستور افزایش می یابد.

ولتاژ استراحت: ولتاژ ثابت در نقطه اتصال ترانزیستورها (خروجی به بار). زمانی که مرحله خروجی به صورت دوقطبی تامین می شود، باید برابر با "0" یا زمانی که به صورت تک قطبی تامین می شود نصف ولتاژ تغذیه باشد. به عبارت دیگر: هر دو ترانزیستور مرحله خروجی باید بایاس پایه یکسانی داشته باشند، یعنی به طور مساوی باز باشند و یکدیگر را جبران کنند.

این دو پارامتر باید تثبیت شوند و قبل از هر چیز وابستگی دمایی آنها حذف شود.

برای این منظور، تقویت کننده ها از یک ترانزیستور اضافی استفاده می کنند که به صورت بالاست به مدارهای پایه ترانزیستورهای خروجی متصل می شود (و اغلب مستقیماً روی رادیاتور در کنار ترانزیستورهای خروجی قرار می گیرد و در نتیجه دمای آنها را کنترل می کند).

مرحله خروجی برای رساندن توان معین به یک بار طراحی شده است که مقاومت آن نیز مشخص شده است. از آنجایی که برق از منبع تغذیه تقویت کننده از طریق مرحله خروجی تامین می شود، بازده آن باید بالا باشد، در غیر این صورت دستگاه غیراقتصادی خواهد بود و ابعاد کلی (سطح خنک کننده) باد می شود تا گرمای تولید شده در مرحله حذف شود. اگر در مراحل ورودی، غیرخطی بودن ترانزیستور به دلیل کوچک بودن سیگنال های تقویت شده تاثیری نداشته باشد، در مراحل خروجی دامنه تغییرات سیگنال زیاد است و غیرخطی بودن ترانزیستور باید در نظر گرفته شود. برای این منظور یک مشخصه به اصطلاح انتقال ساخته می شود. مشخصه انتقال – این وابستگی جریان خروجی آبشاری (جریان جمع کننده یا امیتر) به ولتاژ ورودی است. غیرخطی بودن ویژگی های ورودی و خروجی ترانزیستور و تغییرات ولتاژی که در خود ترانزیستور بسته به جریان خروجی کاهش می یابد را در نظر می گیرد.

در مورد خانواده مشخصات خروجی استاتیک ترانزیستور (شکل 2.9، آ) توسط امتیاز E به و E به /ر n، بر روی محورهای مختصات رسم شده است، یک خط مستقیم بار بکشید. نقاط تلاقی این خط مستقیم با ویژگی های مربوط به جریان های پایه مختلف من B1، ...، من shBi، ...، من Bn، تعدادی از مقادیر جریان جمع کننده را تعیین می کند من K1، ...، من K1، ...، من Kn. روی مشخصه ورودی ترانزیستور (شکل 2.9، o) تعدادی از مقادیر ولتاژ UBE1،...، UBEi، ...، UBEn یافت می شود که برای به دست آوردن جریان های پایه مربوطه باید اعمال شوند. در نهایت، برای جفت مقادیر من Ki و UBEi مشخصه انتقال آبشار را می سازند که پارامتر خروجی - جریان در خروجی آبشار - را با ورودی - ولتاژ سیگنال در ورودی متصل می کند.

برنج. 2.9. ساخت مشخصه انتقال(V) در تعطیلات آخر هفته(آ) و ورودی(ب) مشخصات

گزینه های مختلفی برای انتخاب منطقه کاری این مشخصه وجود دارد. بیایید نگاهی دقیق تر به آنها بیندازیم.

حالت A – این حالتی است که در آن نقطه عملیاتی اولیه است آر (زمانی که سیگنال ورودی صفر است) تقریباً در وسط بخش خطی مشخصه قرار دارد (شکل 2.10). در این حالت جریان مستقیم نسبتا زیادی در حالت سکون از ترانزیستور عبور می کند. من Kp، و دامنه مولفه جریان متناوب من Kmax کمتر یا مساوی این جریان است. در این حالت، شکل سیگنال خروجی شکل سیگنال ورودی را تکرار می کند و اعوجاج های غیرخطی حداقل هستند. راندمان آبشار فقط 20 تا 30 درصد است، زیرا توان مفید تنها با مولفه متغیر جریان خروجی تعیین می شود و توان مصرفی آبشار با مجموع متغیر تعیین می شود. من Kmax و ثابت من اجزای Kp جریان خروجی.

برنج. 2.10. حالتآ عملکرد مرحله تقویت کننده

برنج. 2.11.

آ - حالت که در؛ ب – حالت AB

حالت B – این حالتی است که در آن نقطه عملیاتی اولیه با مبدأ مختصات منطبق است، یعنی. در حالت استراحت، جریان خروجی صفر است (شکل 2.11، آ).

هنگامی که یک سیگنال سینوسی به ورودی اعمال می شود، جریان در مدار خروجی فقط برای نیم دوره جریان دارد و به صورت پالس است. بازده آبشار در این حالت به 60-70٪ می رسد، زیرا جزء ثابت است من k جریان کلکتور (تعیین شده توسط ناحیه سایه دار به عنوان مقدار جریان متوسط ​​در طول دوره) به طور قابل توجهی کمتر از حالت است. آ. با این حال، شکل سیگنال تقویت شده بیش از حد تحریف شده است.

حالت AB (شکل 2.11، ب) یک موقعیت متوسط ​​را اشغال می کند. این حالت به شما امکان می دهد هنگام استفاده از مراحل خروجی فشار-کشش، اعوجاج های غیرخطی را کاهش دهید.

مراحل خروجی تک سر و فشار کش

مراحل خروجی تک سر و فشار کش می باشد. که در تک چرخه آبشارها فقط یک ترانزیستور تقویت کننده قدرتمند دارند که هم در نیم سیکل مثبت موج سینوسی و هم در منفی کار می کند. که در دو زمانه آبشار - دو ترانزیستور قدرتمند که به نوبه خود عمل می کنند.

آبشار تک سر

مدار مرحله خروجی تک سر مشابه مدار نشان داده شده در شکل 1 است. 2.4. بار به جای مقاومت روشن می شود آر K و خازن کوپلینگ با p2 وجود ندارد. آبشار تک سر که در آ، کمترین اعوجاج غیرخطی را ارائه می دهد، اما دارای تعدادی معایب است: راندمان پایین. عدم امکان استفاده در حالت ها که در و AB به دلیل اعوجاج های غیرخطی بزرگ در این حالت ها. به دلیل این معایب، آبشارهای تک چرخه فقط در توان های بار نسبتا کم استفاده می شوند.

آبشار فشاری-کششی

این به شما امکان می دهد از معایب ذاتی یک آبشار تک چرخه خلاص شوید. این گونه آبشارها بر روی ترانزیستورهایی که بر اساس مدارهایی با یک امیتر مشترک یا کلکتور مشترک متصل هستند انجام می شود.

برنج. 2.12.

به طور معمول مراحل اولیه تقویت کننده ها تقویت لازم سیگنال ورودی را از نظر ولتاژ فراهم می کند و در مرحله خروجی تقویت از نظر جریان و توان اتفاق می افتد و امپدانس خروجی پایینی ارائه می شود. در این مورد، یک دنبال کننده امیتر فشار کش اغلب به عنوان مرحله خروجی استفاده می شود (شکل 2.12). سیگنال ورودی از خازن های ایزوله عبور کرده و به پایه های ترانزیستور VT1 می رسد و VT2. این ترانزیستورها از انواع مختلف رسانایی هستند، به عنوان مثال. VT1 - نوع r-p-r، یک نوع VT2 p-p-p. ترانزیستور VT1 با ولتاژ مثبت کنترل می شود VT2 - منفی. نیم چرخه مثبت موج سینوسی سیگنال ورودی توسط یک ترانزیستور تقویت می شود VT1. در این زمان، ترانزیستور VT2 بسته است و جریان از طریق "مورد - به بار وارد می شود - آر n – امیتر VT1 – کلکتور VT1-- E به ". در طول نیم چرخه منفی، ترانزیستورها نقش خود را تغییر می دهند و ترانزیستور کار می کند VT2، یک VT1 بسته است. جریان بار از مدار عبور می کند "+E K – کلکتور VT2 – امیتر VT2 – آر اچ – قاب".

برای اطمینان از موقعیت نقطه کار ترانزیستورها، لازم است ولتاژ بایاس در پایه ترانزیستورها در حالت استراحت تنظیم شود. برای انجام این کار، از زنجیره "مقاومت RB1 - دیود" استفاده کنید VD1" برای ترانزیستور VT1 و "مقاومت آر متر – دیود VD2" برای ترانزیستور VT2. جریان جاری در آنها ولتاژ بایاس لازم را در اتصالات پایه-امیتر ترانزیستورها فراهم می کند.

همانطور که می بینید، مدار پیرو امیتر فشار کش را می توان به دو قسمت متقارن - بالا و پایین تقسیم کرد که به آنها بازوهای آبشاری می گویند. ترانزیستورها در این مرحله در حالت کار می کنند AB اگرچه هر بازو اعوجاج زیادی از سیگنال سینوسی ایجاد می کند (فقط در یک نیم سیکل)، آنها با هم جریانی را تشکیل می دهند که شکل سینوسی دارد. حالت AB در یک امیتر فشار کش، اعوجاج غیرخطی کم و راندمان بالا - حدود 70٪ فراهم می کند. نقطه ضعف آبشارهای فشار کش این است که پارامترهای ترانزیستورهای قدرتمند مورد استفاده در بازوهای مختلف باید ویژگی های مشابهی داشته باشند.

© Rod Elliott - 1999-2006

معرفی

من از تعداد طراحان آمپلی فایر که به هر دلیلی در مرحله طراحی برخی از اصول شناخته شده و مشکلات طراحی خود را در نظر نمی گیرند شگفت زده شده ام. در حالی که برخی از این خطاها (معلوم نیست که آیا از غرور یا ناآگاهی است) پیامد کمی دارند، برخی دیگر می توانند منجر به تخریب کند اما مطمئن یا حتی آنی مراحل خروجی تقویت کننده شوند.

جمله من "عواقب جدی ندارد" شاید بحث برانگیز باشد، زیرا... در این زمینه، افزایش چشمگیر تحریف بعید است چیزی جز لذت شنونده را از بین ببرد.

حتی در طرح‌های شناخته شده و معتبر نیز ممکن است برخی خطاهای اساسی وجود داشته باشد - در بسیاری از طرح‌های عجیب و غریب (به عنوان مثال، مراحل تک سر در ماسفت‌ها بدون بازخورد (اوه بر آنها با اعوجاج 5٪!)، هیولاها با خروجی ترانسفورماتور، تقویت‌کننده‌ها بسیار پیچیده و عجیب هستند که منطق یا توصیف و غیره را به چالش می‌کشند، قوانین طبیعتاً به طور جدی نادیده گرفته می‌شوند. این بخش تقویت کننده های تیوب را پوشش نمی دهد، این یک بخش "ویژه" است و در بسیاری از کاربردها، مانند آمپلی فایرهای گیتار، آنها بی رقیب باقی می مانند.

در این مقاله سعی کرده‌ام برخی از مسائلی را که نیاز به بررسی خاص دارند، پوشش دهم و پیوندهای ارائه شده در پایان منابع عالی برای اطلاعات دقیق‌تر در مورد موضوعات مورد بحث در اینجا هستند.

تقویت کننده مرجع

آمپلی فایر مرجع من در Project 3A نشان داده شده است و من آن را به شدت توصیه می کنم. از آنجایی که چندین بار این صفحات را به‌روزرسانی کرده‌ام، هم در شبیه‌سازها و هم در سخت‌افزار آزمایش کرده‌ام، در نهایت این تقویت‌کننده را نمونه‌ای یافتم. برای دور نگه داشتن مراحل خروجی از اعوجاج گذرا ("مرحله") به جریان ساکن نسبتاً بالایی نیاز دارد، اما این امر به راحتی با استفاده از هیت سینک های با اندازه مناسب جبران می شود. حتی مدار کلاس A (مرگ ذن) به توان متوسط ​​خود نزدیک نمی شود و در توان پایین به سختی بهتر است.

این تقویت کننده از ویژگی های زیر استفاده می کند:

• مرحله ورودی جفت دیفرانسیل.
• مرحله تقویت ولتاژ تک مرحله ای (درایور کلاس A) با تقویت ولتاژ.
• مرحله خروجی در جفت های مکمل.
• مدار RC Zobel (تأثیر اندوکتانس ها را از بین می برد).
• هیچ آینه جریان یا منبع جریان (به غیر از تقویت کننده ولتاژ) وجود ندارد.

با تمام بارهای معمولی پایدار است، قادر به خروجی تا 80 وات در یک بار 8 اهم است و به راحتی مونتاژ می شود. تنها با استفاده از قطعات معمولی موجود، بسیار ارزان است.

یادداشت: این مقاله برای «مرجع طراح» نیست، بلکه صرفاً مجموعه‌ای از یادداشت‌ها و ایده‌ها است که تأثیر مراحل مختلف را در یک تقویت‌کننده معمولی نشان می‌دهد. اگرچه من پذیرفته ام که برخی از توپولوژی ها بر سایرین ترجیح داده می شوند، اما این بدان معنا نیست که آنها باید به طور خودکار استفاده شوند. اگر کسی بخواهد تمام تنظیمات "بهترین" را در یک آمپلی فایر ترکیب کند، هیچ تضمینی وجود ندارد که بهتر از تقویت کننده ای که از "بدترین" اجزای آن استفاده می کند، عملکرد یا صدای بهتری داشته باشد.

گروهی از توسعه دهندگان هستند که معتقدند یک آمپلی فایر هرچه اجزای فعال کمتری استفاده کند بهتر خواهد بود. من معتقد نیستم که چنین باشد، زیرا فلسفه طراحی خودم این است که هر پروژه را تا حد امکان ساده نگه دارم، اما در پارامترهای مورد انتظار.

سایر توسعه دهندگان انواع ادعاها را در مورد اجزای باطنی، پدیده های "غیرقابل توضیح" مطرح می کنند، یا به این نکته اشاره می کنند که اکثر تقویت کننده های شناخته شده برای صدا بی فایده هستند زیرا ویژگی های قابل پیش بینی در DC و/یا 10 گیگاهرتز ندارند و نمی توانند با اندوکتانس یا اندوکتانس خالص بارگذاری شوند. ظرفیت و غیره و غیره صرف نظر از این ادعاها، اکثر تقویت کننده ها در واقع بسیار خوب کار می کنند و نیازی به انجام هیچ یک از کارهایی که مدعیان ممکن است در ذهن داشته باشند را ندارند. اکثریت قریب به اتفاق تمام عبارات غیرعادی که ممکن است با آنها روبرو شوید را می توان با خیال راحت نادیده گرفت.

مراحل ورودی

دو طرح اصلی مرحله ورودی تقویت کننده توان وجود دارد. رایج ترین مرحله دیفرانسیل است، بنابراین ابتدا به آن خواهیم پرداخت.

جفت دیفرانسیل

نشان داده شده است که جفت های دیفرانسیل ورودی نامتعادل به درستی منجر به افزایش قابل توجهی در اعوجاج معرفی شده توسط این مرحله می شود. برخی از توسعه دهندگان سعی می کنند با قرار دادن یک مقاومت در مدار جمع کننده "استفاده نشده" وضعیت را اصلاح کنند، اما این یک راه حل صرفاً آرایشی است، زیرا آبشار، اگرچه متعادل به نظر می رسد، هیچ نقش مفید دیگری ایفا نمی کند (شکل 1a را ببینید). لطفا توجه داشته باشید که "راننده" ترانزیستور(sic! بنابراین در اصل!) فقط برای مقایسه توپولوژی مدارها و اطمینان از تبدیل جریان به ولتاژ عمل می کند. البته شایان ذکر است که اگرچه این مقاومت از نظر الکترونیکی نقشی ندارد، اما می تواند چیدمان برد مدار چاپی را تسهیل کند.

استفاده از تقویت کننده دیفرانسیل (یا "دم بلند" در اصطلاح انگلیسی - تقریبا ترجمهجفت به این معنی است که با اصطلاح "بازخورد ولتاژ" (VFO) کار می کند. بازخورد توسط ولتاژ ارائه می شود، زیرا امپدانس ورودی هر دو ورودی زیاد است (و تقریباً یکسان) و جریان ورودی (نسبتا) ناچیز است.

مقاومت فیدبک و خازن برای کارکرد مدار در حداکثر بهره حلقه باز AC، اما بهره DC واحد، برای اطمینان از پایداری مرحله در 0 ولت (یا بیشتر) در کلکتور Q3 انتخاب شده‌اند. ترانزیستورهای مورد استفاده در شبیه سازی های زیر "ایده آل" هستند، بدون ظرفیت داخلی و غیره. و در همه موارد دارای مقدار h FE = 235 است که با جریان پایه 10 µA اندازه گیری می شود. ولتاژ تغذیه برای مدارهای شبیه سازی شده ± 12 ولت است. شبیه سازهای مختلف نتایج متفاوتی خواهند داشت، اما روندها یکسان خواهد بود.

با جریان کلکتور Q3 = 12 میلی آمپر، عدم تعادل جریان های کلکتور جفت دیفرانسیل 94 μA برای Q1 و 1 میلی آمپر برای Q2 خواهد بود. به سادگی می توان با کاهش مقاومت R1 وضعیت را بهبود بخشید، اما پارامترهایی که این مرحله قادر به انجام آن است هنوز به دست نخواهد آمد. باز هم، بهره مرحله دیفرانسیل در تنها 32 بسیار کم است (همانطور که در کلکتور Q2 اندازه گیری شد). استفاده از R3 صرفا جنبه آرایشی دارد. وسیله مناسبی برای اندازه گیری بهره مرحله دیفرانسیل فراهم می کند، اما نقشی جز آن ندارد.

تغییر مقاومت R1 به عنوان منبع جریان به هیچ وجه بر افزایش تأثیر نمی گذارد، اما بهبود مناسبی در نسبت رد ریپل منبع تغذیه ایجاد می کند و به ویژه نسبت رد حالت رایج سیگنال را بهبود می بخشد. سیگنال حالت مشترک سیگنالی است که با فاز و دامنه یکسان به هر دو ورودی به طور همزمان می رسد.

بهره کلی این پیکربندی (اندازه‌گیری شده در کلکتور Q3) 842 است، اما با کاهش R2 به 1.8 کیلو اهم می‌توان آن را به 1850 افزایش داد. این همچنین تطابق جریان‌های کلکتور جفت دیفرانسیل را بهبود می‌بخشد. مقدار وابسته به دستگاه خواهد بود و یک پارامتر قابل اعتماد برای محصولات تولید شده صنعتی نیست.

در نمودار نشان داده شده در شکل. 1b، سود کلی به 6860 افزایش یافته است که به طور قابل توجهی عملکرد آن را نسبت به قبلی بهبود بخشیده است. بهبود بیشتر در خطی بودن را می توان با افزودن مقاومت های (100 اهم یا بیشتر) به امیترهای ترانزیستورهای آینه ای فعلی به دست آورد، که غیرخطی بودن اتصالات پایه-امیتر آنها را از بین می برد و تحمل بیشتری در برابر تغییرات در بهره ترانزیستورها ایجاد می کند. این تاثیری بر سود کلی نخواهد داشت.

انتخاب مناسب جریان عملیاتی وضعیت را تا حد زیادی بهبود می بخشد و همچنین به کاهش اعوجاج کمک می کند، به خصوص با استفاده از بازخورد منفی محلی (همانطور که در شکل 1b نشان داده شده است). این موضوع توسط نویسندگان مختلف به تفصیل مورد بحث قرار گرفته است و کمی منطق ساده نشان می دهد که توسعه دهنده ای که این موضوع را جدی می گیرد مستحق مزایای بیشتری برای شهرت خود است.

از آنجایی که مقدار مقاومت داخلی امیتر ترانزیستور (r e) توسط جریان امیتر تعیین می شود. یعنی):

سپس در جریان های کاری بسیار کم می تواند بسیار زیاد باشد. به عنوان مثال، r e در جریان 0.5 میلی آمپر حدود 52 اهم خواهد بود که با کاهش جریان افزایش می یابد. اگرچه این مقاومت بازخورد منفی موضعی ایجاد می کند (و بهره موجود را کاهش می دهد)، اما غیر خطی است که منجر به اعوجاج ناشی از تغییر جریان در طول عملکرد عادی استیج می شود. افزایش جریان و نصب مقاومت‌ها (خوب و خطی) برای بازگرداندن بهره به مقدار قبلی، اعوجاج را کاهش می‌دهد، زیرا مقدار مقاومت، اگر به درستی انتخاب شود، با تغییر سطح سیگنال، تغییرات مقاومت امیتر داخلی را لغو می‌کند.

در جریان های کم (زمانی که تغییرات جریان در حین کار نسبتاً قابل توجه است)، این مقاومت داخلی تأثیر قابل توجهی بر ویژگی های آبشار دارد. راه حل های ساده زیادی برای مسائل به ظاهر پیچیده وجود دارد.

استفاده از آینه جریان به عنوان بار برای جفت دیفرانسیل دوباره خطی بودن و بهره را بهبود می بخشد و بازخورد محلی عمیق تری را در جای دیگر یا بازخورد جهانی عمیق تری ارائه می دهد. هر یک از این گزینه ها عملکرد تقویت کننده را بهبود می بخشد، مشروط بر اینکه اقداماتی برای اطمینان از پایداری، به عنوان مثال، عدم تحریک خود در هر فرکانس یا هر دامنه، صرف نظر از امپدانس بار اعمال شده، انجام شود.

مرحله ورودی ترانزیستور تک

نسخه دیگری (این روزها اغلب استفاده نمی شود) از مرحله ورودی تقویت کننده وجود دارد. این یک ترانزیستور منفرد با بازخورد به امیتر است. بسیاری استدلال کردند که این طرح به طور قابل توجهی پایین تر از طرح قبلی است، با این حال، دارای برخی ویژگی های بسیار دلپذیر است.

پس چه چیزی در مورد آن خوب است؟ در یک کلمه: ثبات. تقویت‌کننده‌ای که از این مرحله ورودی استفاده می‌کند به تنظیم اضافی کمی یا بدون نیاز به تنظیم اضافی (خازن میلر، که به عنوان "قطب غالب" نیز شناخته می‌شود)، که در تقویت‌کننده‌های دارای مرحله ورودی جفت دیفرانسیل اجباری است.

تقویت‌کننده‌ای که از این مرحله ورودی استفاده می‌کند، مدار بازخورد جریان (CFC) نامیده می‌شود زیرا نقطه اعمال فیدبک (امیتر ترانزیستور ورودی) دارای امپدانس بسیار کم است. ورودی مدار پایه غیر معکوس است و دارای امپدانس ورودی نسبتاً بالایی است، اما نه به اندازه یک جفت دیفرانسیل. بنابراین، ورودی +ve و –ve نامتقارن هستند. تقویت کننده های OCT به طور گسترده در آی سی های خطی بسیار سریع استفاده می شوند و پهنای باندی بیش از 300 مگاهرتز دارند (این اشتباه تایپی نیست!).

این مرحله ورودی است که در تقویت کننده کلاس A 10 وات (طراحی شده توسط جان لینزلی هود، که دیگر با صفحات صوتی درگیر نیست) و همچنین در آمپلی فایر El-Cheapo که در صفحات پروژه من نشان داده شده است، استفاده می شود. "خوب، اگر خیلی خوب است، چرا کسی از آن استفاده نمی کند؟" شنیدم که پرسیدی (پس باید با صدای بلند گفتی چون استرالیا خیلی با اینجا فاصله دارد).

یک محدودیت عمده در این طراحی وجود دارد که به دلیل نیاز ناگهانی به همه تقویت کننده های قدرت برای جلوگیری از رسوایی توسط بازبینان و رد شدن توسط مشتریان ایجاد شده است: توانایی بازتولید دقیق جریان DC.

(من هنوز با این نیاز گیج هستم، زیرا به درستی می دانم که نمی توانم سیگنال DC را بشنوم، بلندگوهای من نمی توانند آن را بازتولید کنند، هیچ ساز موسیقی نمی شناسم که بتواند آن را تولید کند و احتمالاً اگر کسی می تواند آن را اجرا کند صدای بسیار خسته کننده است. اگر باور نمی کنید یک باتری 1.5 ولتی را به بلندگو وصل کنید و اگر اشتباه می کنم به من بگویید. زمان، اما با توجه به آکوستیک درگیر در ضبط استودیویی و پخش در یک اتاق شنود معمولی، بدون اشاره به تغییر فاز "جالب" ایجاد شده توسط مخروط های بلندگو در حالی که بلندگو به رزونانس نزدیک می شود، به نظر من این تاثیر چند درجه پایین تغییر فاز فرکانس ایجاد شده در یک تقویت کننده بعید است (البته با فرض اینکه گوش انسان در هر صورت قادر به تشخیص فاز مطلق است، اگرچه به وضوح ثابت شده است که نمی تواند).

این مرحله ورودی به دلیل افت ولتاژ بین مدار امیتر و پیوند پایه-امیتر ترانزیستور نمی تواند DC کوپل شود (حداقل بدون استفاده از شیفتر سطح). از آنجایی که چنین تقویت کننده ای به دلیل وجود یک مرحله ورودی با OCT نمی تواند متعادل شود، باید یک خازن جداسازی در ورودی وجود داشته باشد.

علاوه بر این، طراحی خاصی از مدار بایاس ضروری است و متأسفانه باید یا قابل تنظیم باشد (که به معنای وجود مقاومت برش است) یا برای نظارت بر سطح DC، باید از تقویت کننده عملیاتی استفاده شود که بتواند جزء DC ولتاژ خروجی با ولتاژ مرجع صفر است و ولتاژ ورودی را برای حفظ خروجی 0 ولت تنظیم می کند. استفاده از چنین تکنیک هایی در اینجا مورد بحث قرار نخواهد گرفت، اگرچه آنها می توانند یک افست DC بسیار کمتر از آنچه می توان با استفاده از خود مدار تقویت کننده به دست آورد، ارائه کرد. آپ امپ هیچ تاثیری روی صدا ندارد (با در نظر گرفتن این بحث که حتی آپ امپ های مناسب به هر حال روی صدا تاثیر می گذارند و آن را کاهش می دهند) زیرا فقط در جریان DC کار می کند (ممکن است در فرکانس های مرتبه ای اثر کمی داشته باشد. 0. 5 هرتز، اما به سختی می توان آن را شنید).

همچنین این باور وجود دارد که یک ترانزیستور بهره کمتری نسبت به مدار SOS دارد، اما این به سادگی درست نیست. بهره مرحله حلقه باز حداقل بیشتر از یک جفت دیفرانسیل ساده در همان دستگاه است.

من چند مدار بسیار ساده (نشان داده شده در شکل 2b) را شبیه سازی کردم تا تفاوت بین آنها را ببینم. جریان کلکتور برای هر یک از آنها حدود 1 میلی آمپر است. بهره ولتاژ در خروجی مدار جفت دیفرانسیل 1770 است (اندازه گیری ولتاژ مرحله ورودی دیفرانسیل به تنهایی امکان پذیر نیست زیرا در هر دو مورد به عنوان تقویت کننده جریان عمل می کند). در هر صورت من علاقه ای به افست DC نداشتم، زیرا ... تاثیر کمی در مشاهده ی بهره داشت، به همین دلیل است که ولتاژ افست نمایش داده نمی شود. (متوجه خواهید شد که سودهای به دست آمده در این شبیه سازی با آنچه قبلاً برای یک مدار جفت دیفرانسیل ساده به دست آمده بود کاملاً متفاوت است، زیرا من از ولتاژ تغذیه متفاوتی استفاده کردم (مثال قبلی ± 12 ولت استفاده شد). فقط متفاوت هستند

برای مقایسه، بهره یک مرحله ترانزیستوری با بازخورد حلقه باز 2000 است که اندکی بالاتر است، به شرط اینکه تمام پارامترهای دیگر ثابت بمانند. مسلماً، افزودن یک آینه فعلی، عملکرد جفت دیفرانسیل را به طرز چشمگیری بهبود می بخشد، اما آیا واقعاً به این افزایش بیشتر نیاز داریم؟ یک آزمایش سریع نشان می‌دهد که می‌توان به بهره 3570 دست یافت. با همان منطق، یک مدار ترانزیستور تنها 1.06 دسی بل نسبت به یک جفت دیفرانسیل ساده مزیت دارد، با این حال، این تفاوت ممکن است قابل بحث باشد.

از آنجایی که یک مرحله ترانزیستوری برای اطمینان از پایداری نیازی به خازن میلر (قطب غالب) ندارد، بهره را در یک باند فرکانسی بسیار وسیع‌تر حفظ می‌کند، بنابراین در دراز مدت می‌تواند بسیار بهتر از یک جفت دیفرانسیل باشد. بدیهی است که آزمایشات بیشتری مورد نیاز بود که من انجام دادم. زندگی واقعی هرگز شبیه نسخه شبیه سازی شده نیست، بنابراین بهره هر مدار کمی کمتر از چیزی است که شبیه ساز نشان داده است. بهره مرحله دیفرانسیل حلقه باز 1000 بود، در حالی که مرحله تک ترانزیستوری 1400 بود. شرایط آزمایش کمی با شبیه سازی متفاوت بود زیرا از ولتاژ تغذیه 15± ولت استفاده شد، بنابراین اختلاف بهره تقریباً همان چیزی است که انتظار می رود و بسیار نزدیک به نتایج تغذیه ± 12 ولت به دست آمده در اولین مجموعه شبیه سازی های جفت دیفرانسیل است.

ماهیت تحریف ها جالب بود. برای یک جفت دیفرانسیل، آنها 0.7٪ بودند، عمدتا توسط هارمونیک 3 تشکیل شدند. در همان ولتاژ خروجی، مرحله تک ترانزیستور با 0.9٪ آن و غلبه هارمونیک دوم کمی بدتر بود.

همانطور که انتظار می رفت، بدون خازن میلر، جفت دیفرانسیل ناپایدار بود؛ با یک خازن 56 pF رام شد. به طور کاملاً غیرمنتظره، یک ترانزیستور منفرد نیز به خازن میلر نیاز دارد، اما فقط زمانی که با بازخورد حلقه باز کار می کند. هنگامی که مدار بازخورد بازیابی شد، خود تحریکی ناپدید شد. مرحله دیفرانسیل بدون خازن میلر در هیچ بهره ای قابل استفاده نبود و با نزدیک شدن بهره به واحد، ظرفیت بزرگتری برای جلوگیری از خود تحریکی مورد نیاز بود.

مرحله بعدی آزمایش هر مدار با بهره حدود 27 بود، زیرا این مقدار به مقدار "عادی" برای تقویت کننده قدرت 60 وات نزدیک می شود. در اینجا جفت دیفرانسیل یک مزیت آشکار از نظر سطوح اعوجاج دارد که من نتوانستم آن را اندازه گیری کنم. مدار تک ترانزیستور دارای 0.04 درصد اعوجاج بود و دوباره، این عمدتاً هارمونیک دوم بود. در این حالت، مرحله تک ترانزیستوری نیازی به خازن میلر نداشت و پهنای باند بسیار وسیعی را با افزایش جزئی در بهره بالای 100 کیلوهرتز نشان داد. این همچنین با موج مربعی 10 کیلوهرتز که بیش از حد مجاز بود قابل توجه بود، اگرچه در نیم سیکل مثبت و منفی کاملاً مشابه بود. مرحله دیفرانسیل به خوبی رفتار کرد و بیش از حد از خود نشان نداد (به یک خازن میلر 56 pF تعبیه شده بود)، اما بهره در حدود 80 کیلوهرتز شروع به کاهش کرد و نشانه هایی از محدودیت سرعت حرکت وجود داشت. این اثر در یک آبشار تک ترانزیستوری ظاهر نشد.

به نظر من در کل این آزمایش مفیدی بود و استفاده از یک مقاومت ساده به عنوان بار کلکتور مرحله تقویت کننده ولتاژ به مدار کامل اجازه داد تا بهره قابل کنترلی داشته باشد. اگر بار منبع جریان یا چیزی مشابه بود، نمی‌توانستم بهره را به دقت اندازه‌گیری کنم زیرا سطوح ورودی بسیار پایین خواهد بود. به هر حال، کاهش نویز یک مشکل جدی بود، و بدون توانایی میانگین سیگنال در یک اسیلوسکوپ، به دست آوردن نتایج دقیق دشوار بود.

نتیجه گیری

بر اساس آزمایش‌ها، هر دو طرح مرحله ورودی دارای مزایا و معایبی هستند و من شرط می‌بندم که این موضوع غافلگیرکننده بود. مرحله دیفرانسیل در شکل ساده خود یک بازنده واضح برای تقویت است، با این حال، استفاده از یک آینه جریان به آن اجازه می دهد تا مرحله تک ترانزیستوری را دور بزند، که این تکنیک برای آن مناسب نیست، زیرا چیزی در آن وجود ندارد که بتوان آن را «بازتاب» کرد.

ثبات برای من بسیار مهم است و من تمایل دارم به سراغ تقویت‌کننده‌ای بروم که مطلقاً مستعد تحریک خود نباشد، حتی به قیمت سطوح اعوجاج کمی بالاتر. آمپلی فایر اصلی 60 واتی خود من با استفاده از یک جفت دیفرانسیل در مرحله ورودی بدون قید و شرط با بارهای معمولی پایدار است.

حفاظت از تداخل RF

ترفند مورد علاقه بسیاری از توسعه دهندگان، اتصال یک خازن کوچک است، همانطور که در شکل نشان داده شده است. 3، به طور مستقیم به پایه ترانزیستور ورودی. به نظر می رسد که این امر مانع از تشخیص (تصحیح) سیگنال های RF دریافت شده توسط سیم های ورودی می شود. تا حدی این درست است، زیرا ترکیب مقاومت و خازن (RC) یک فیلتر پایین گذر را تشکیل می دهد که میزان تداخل RF اعمال شده به ورودی را کاهش می دهد. با رتبه بندی های نشان داده شده در شکل، پهنای باند فرکانسی 3dB 159 کیلوهرتز است.

اگر سطح تداخل فرکانس رادیویی آنقدر زیاد باشد که به نوعی بتواند از همه چیز عبور کند، اوضاع بسیار بد می شود. من یک بار یک کارگاه/آزمایشگاه داشتم که توسط سه برج تلویزیونی احاطه شده بود - بسیار منزجر کننده بود.

با توجه به اینکه پایه های ترانزیستورها به دلیل وجود خازن C1 (از دیدگاه RF) از منبعی با امپدانس بسیار پایین تغذیه می کردند، روش سنتی نه تنها جواب نداد، بلکه حتی وضعیت را بدتر کرد. . تعداد زیادی از تقویت کننده های تجاری و سایر تجهیزاتی که من در آن زمان روی آنها کار می کردم به دلیل تشخیص پالس های همگام سازی عمودی سیگنال تلویزیون در فرکانس 50 هرتز، سطوح کاملاً غیرقابل قبول نویز را در محدوده تلویزیون دریافت می کردند. از آنجایی که جزء تصویر تلویزیون فرکانس رادیویی مدوله شده با دامنه است، به راحتی به صدای ناخوشایند تبدیل می شود.

در شکل شکل 4 درمان را نشان می دهد، اما برای موثر بودن، R2 باید تا حد امکان نزدیک به پایه ترانزیستور قرار گیرد، در غیر این صورت پارامترها تخریب می شوند. چگونه کار می کند؟ فقط اتصال امیتر به پایه ترانزیستور یک دیود است و حتی با هدایت مستقیم آن، غیرخطی ها باقی می مانند. آنها اغلب کافی هستند تا مرحله ورودی به عنوان یک آشکارساز دامنه خام عمل کند، که در تلویزیون با فرکانس بالا یا سیگنال های موج متوسط ​​کاملاً مؤثر است. افزودن مقاومت خارجی مجدداً غیرخطی های داخلی را کاهش می دهد و اثر دیود را به مقدار ناچیزی کاهش می دهد. این بدان معنا نیست که در حضور میدان RF قوی مشکل را به طور کامل از بین می برد، اما آن را حداقل به سطح "ناراحتی" به جای "غیر قابل تحمل" کاهش می دهد.

به روز رسانی ها E: خواننده ای که در یک ایستگاه فرستنده کار می کند پیشنهاد کرد که اتصال یک خازن به طور مستقیم بین پایه و امیتر (در ترکیب با یک مقاومت پلاگین) بسیار مؤثر است. او همچنین دریافت که روش سنتی بی فایده است و در حضور میدان های قوی، یک دوشاخه ساده کافی نیست.

با آپ امپ، راه حل معادل این است که یک مقاومت استاپ را به صورت سری با ورودی غیر معکوس قرار دهید و یک خازن بین ورودی های معکوس و غیر معکوس بدون اتصال به زمین قرار دهید.

در همه موارد، مهم است که تمام پین ها و آثار بردهای مدار چاپی در حداقل طول نگه داشته شوند تا نتوانند به عنوان آنتن فرکانس رادیویی عمل کنند. نیازی به گفتن نیست که محفظه تجهیزات محافظ (و زمین) در چنین محیط هایی ضروری است.

مرحله تقویت ولتاژ (تقویت کننده کلاس A)

مرحله تقویت ولتاژ (VCA) نیز به طور گسترده به عنوان یک درایور کلاس A شناخته می شود. هر دوی این اصطلاحات رایج هستند و به طور کلی به جای هم استفاده می شوند. مشکلات متعددی در اینجا وجود دارد، از جمله مهم ترین آنها این است که معمولاً فرض می شود که بار (مرحله خروجی) بی نهایت است. اوه، البته، هر طراح می داند که مرحله افزایش ولتاژ باید حداقل 50٪ از جریانی که مرحله خروجی باید بکشد بیشتر باشد و به راحتی محاسبه می شود:

,

جایی که: من A- جریان آبشاری کلاس A (تقویت کننده ولتاژ)؛
اوج_V- حداکثر (پیک) ولتاژ در بار؛
Op_R- مقاومت بار؛
Op_Gain- بهره ترانزیستورهای مرحله خروجی.

برای یک تقویت کننده معمولی 100 واتی که در 8 اهم بارگذاری شده است، این مقدار بین 5 تا 10 میلی آمپر خواهد بود. فرض کنید امپدانس ورودی مرحله خروجی با بهره 1000 (50 برای ترانزیستور درایور و 20 برای ترانزیستور قدرت)، بارگذاری شده در 8 اهم، برای مرحله تقویت ولتاژ حدود 2 کیلو اهم خواهد بود که هنوز کمی متفاوت است. از بی نهایت

به این واقعیت اضافه شده است که امپدانس منعکس شده به عقب غیر خطی است، زیرا افزایش جریان در ترانزیستورهای درایور و خروجی، مانند تمام نیمه هادی های واقعی، پایدار نیست. اکنون انواعی از ترانزیستورها وجود دارند که بسیار بهتر از حد متوسط ​​هستند، اما از این نظر هنوز ایده آل نیستند.

برای یک جفت ترانزیستور مرکب، بهره ولتاژ معمولا بین 0.95 و 0.97 است. لازم به ذکر است که این شاخص فقط برای مقادیر متوسط ​​جریان کلکتور معتبر است و در مقادیر کمتر و بالاتر کاهش می یابد. در شکل شکل 5 یک پیکربندی مشترک برای این مرحله را نشان می دهد - همان تقویت کننده اصلی که قبلاً استفاده کردیم، با اضافه کردن یک منبع جریان به عنوان بار جمع کننده. یک مدار بوت استرپ معمولی نیز رایج است که در اینجا نشان داده نشده است اما در بسیاری از مدارهای ESP آشکار است.

تفاوت زیادی بین مدارهای منبع جریان و تقویت کننده وجود ندارد، با این حال، مدار منبع جریان دارای بهره کمی بالاتر است. برای هر یک از طرح های مدار، اضافات بسیار ساده ای وجود دارد که خطی بودن را به طور قابل توجهی بهبود می بخشد. در شکل شکل 5 یک آرایش معمولی را نشان می دهد، از جمله یک خازن اصلاحی میلر 100 pF که بین کلکتور و پایه ترانزیستور مرحله تقویت ولتاژ متصل است.

بنابراین، تلاش برای طراحی مرحله افزایش ولتاژ با قابلیت بهره بالا، حتی زمانی که مرحله خروجی بارگذاری زیادی دارد، مهم است. روش های مختلفی برای دستیابی به این هدف پیشنهاد شده است، اما هیچ کدام به طور کامل موفق نبوده اند. بزرگ‌ترین مشکل این است که به نظر می‌رسد بسیاری از توسعه‌دهندگان کاملاً از این نکته حساس غافل هستند، یا چنان «راه‌حل‌های» پیچیده شگفت‌انگیزی ایجاد می‌کنند که تضمین ثبات تقریباً غیرممکن است.

راه حلی که در شکل بالا نشان داده شده است. 6، ساده و بسیار موثر. صرفاً افزودن یک دنبال کننده امیتر به مرحله تقویت ولتاژ (با یک مقاومت تقویتی 1 کیلو اهم)، بهره کل مرحله دیفرانسیل به اضافه مرحله تقویت ولتاژ را به 1800000 (بله، 1.8 میلیون!) یا 125 دسی بل (با اتصال معکوس حلقه باز افزایش داد). بدون خازن تصحیح میلر). امپدانس خروجی حلقه باز حدود 10 کیلو اهم است، دوباره بدون خازن اصلاح. با آن (در مقدار نشان داده شده در نمودار 100 pF)، بهره به 37000 کمی معقول تر در 1 کیلوهرتز کاهش می یابد. امپدانس خروجی در 1 کیلوهرتز در این مورد نسبتاً بسیار کم است - حدود 150 اهم.

توجه داشته باشید که در مثال بالا، به جای منبع جریان معمولی، از مقاومت 5 کیلو اهم استفاده شده است. این فقط برای سادگی مدار است، و نه اینکه بگوییم منبع جریان باید اینگونه باشد.

نکته ویژه برای افراد بی احتیاط: اگر می خواهید از منابع جریان ترانزیستوری هم برای مرحله دیفرانسیل و هم برای مرحله تقویت ولتاژ (با نام مستعار "VAS") استفاده کنید، از ولتاژ مرجع منبع جریان تقویت کننده ولتاژ (معروف به درایور کلاس A) استفاده نکنید. جریان مرجع منبع آبشار دیفرانسیل. اگر این کار انجام شود، تغییر جریان در مدار تقویت کننده ولتاژ باعث مدولاسیون جریان امیترهای مرحله دیفرانسیل می شود. نتایج مطمئناً به همان اندازه نامطلوب و غیرقابل پیش بینی هستند.

من اغلب طرح‌های تقویت‌کننده‌هایی را با مدارهایی با چنان پیچیدگی دیده‌ام که می‌توان تعجب کرد که چگونه توانسته‌اند از خود تحریکی با فرکانس بالا جلوگیری کنند. پیچ و خم خازن‌های کوچک که گاهی اوقات مورد استفاده قرار می‌گیرند (برخی با مقاومت سری، برخی بدون) واقعاً شما را به این فکر می‌اندازد که باند پخش حلقه باز و پاسخ فاز چگونه باید باشد. این را با این واقعیت همراه کنید که بسیاری از این تقویت‌کننده‌ها اصلاً ویژگی‌های برتری ندارند و متحیر می‌شوند که طراح واقعاً سعی داشته چه چیزی ایجاد کند (به نظر من "متمایز بودن" این مدارها دلیل خوبی برای انتشار یا تبلیغ آنها نیست. مگر اینکه آنها به هیچ پاداشی دلالت نکنند که با ابزارهای دیگر دست نیافتنی باشد).

به روز رسانی: پس از انجام آزمایش‌های بسیار زیاد در طول چندین هفته، هنوز کاملاً متقاعد نشده‌ام که افزایش عظیم مرحله ورودی در ارتباط با مرحله تقویت ولتاژ ضروری یا حتی مطلوب است. نتیجه نهایی تا زمانی که مدار خطی باشد (یعنی قبل از بسته شدن حلقه بازخورد دارای اعوجاج کم) به احتمال زیاد رضایت بخش خواهد بود. من طرح های زیادی را با بازخورد بسیار بالاتر از تقویت کننده پایه خود (پروژه #3A) دیده ام که از نظر تئوری باید به طور قابل توجهی بهتر باشند، اما اینطور نیستند.

منبع جریان اکتیو یا تقویت کننده ولتاژ (بوت استرپ)؟

یک راه ساده تر، استفاده از مدار تقویت کننده است که از یک خازن متصل به خروجی برای حفظ ولتاژ نسبتاً ثابت در مقاومت استفاده می کند. از آنجایی که ولتاژ دو سر مقاومت پایدار است، بنابراین جریانی که از آن عبور می کند نیز باید پایدار باشد. در شکل شکل 6a مدار یک منبع جریان پایدار با افزایش ولتاژ را نشان می دهد. برخلاف منبع جریان واقعی، جریان عبوری از مدار تقویت کننده با ولتاژ تغذیه متفاوت خواهد بود. این تغییر تدریجی است و خارج از باند صدای بازتولید شده قرار دارد، یا حداقل (اگر مدار به درستی طراحی شده باشد) حداقل باید باشد.

این طرح به شرح زیر عمل می کند. در حالت استراحت، ولتاژ خروجی صفر است و ولتاژ تغذیه مثبت بین Rb1 و Rb2 تقسیم می شود. در پایه ترانزیستور بالایی حدود 0.7 ولت وجود خواهد داشت - کاملاً برای تعصب آن کافی است. از آنجایی که انحرافات مثبت یا منفی در ولتاژ خروجی از طریق Cb منتقل می شود، ولتاژ در سراسر Rb2 پایدار می ماند. بنابراین، جریان عبوری از Rb2 پایدار است، زیرا اساساً با حفظ یک ولتاژ پایدار در سراسر آن حفظ می شود. لطفاً توجه داشته باشید که این فقط برای ولتاژ AC به عنوان اعمال می شود خازن فقط در صورت تغییر در ولتاژ DC شارژ می شود.

در طراحی کلی تفاوت ها کم است. اگرچه منبع جریان از نظر تئوری بهتر است، مدار تقویت ولتاژ ساده‌تر و ارزان‌تر است و نیازی به وارد کردن اجزای فعال اضافی ندارد. خازن باید به اندازه کافی بزرگ باشد تا اطمینان حاصل شود که افت ولتاژ متناوب در آن در کمترین فرکانس مورد نظر کوچک (کمتر از چند صد میلی ولت) باقی می ماند. با فرض مساوی بودن مقاومت های Rb1 و Rb2، ولتاژ عملیاتی نامی خازن باید حداقل ½ ولتاژ تغذیه مثبت باشد، اما ترجیحاً بیشتر.

مرحله خروجی

تقویت‌کننده‌های بی‌شماری وجود دارند که هنوز از یک جفت دارلینگتون کامپوزیت در مرحله خروجی استفاده می‌کنند، حتی اگر بسیاری نشان داده‌اند که از جفت مکمل Sziklai پایین‌تر است. هر دو طرح (به شکل پایه، از آنجایی که تغییرات زیادی وجود دارد) در شکل نشان داده شده است. 7. دو حوزه اصلی وجود دارد که طرح دارلینگتون در آنها ضعیف است و ما هر دو را بررسی خواهیم کرد.

از دو پیکربندی نشان‌داده‌شده، واضح است که من مراحل خروجی ترانزیستور اثر میدانی (FET) را در این لیست لحاظ نکرده‌ام، زیرا FET‌ها به خودی خود به هیچ ترانزیستور درایور نیاز ندارند - آنها معمولاً مستقیماً از مرحله افزایش ولتاژ هدایت می‌شوند (یا یک نسخه اصلاح شده - اغلب یک مرحله دیفرانسیل اصلاح شده). برای کسانی که در شکل نشان داده شده اند. در 7 تغییر، تعداد اجزا یکسان است، اما به جای دو ترانزیستور با قطبیت یکسان (دو PNP یا دو NPN)، یک جفت مکمل (همچنین جفت Sziklai نامیده می شود) از یک ترانزیستور از هر قطبی استفاده می کند. مدار کامپوزیت تکمیل شده دارای ویژگی های یک ترانزیستور درایور از نظر قطبیت است، بنابراین پایه های امیتر، پایه و جمع کننده برای هر پیکربندی نشان داده شده است. مقاومت برای جلوگیری از باز شدن مستقل ترانزیستور خروجی به دلیل وجود جریان نشتی بین کلکتور و پایه و همچنین تسریع در بسته شدن اضافه می شود. عدم وجود این مقاومت یک اشتباه رایج نیست، اما هنوز هم اغلب انجام می شود. نتیجه افزایش سطوح اعوجاج، به ویژه در فرکانس های بالا، و پایداری حرارتی ضعیف است.

مقدار این مقاومت باید با دقت معقول انتخاب شود. اگر خیلی کوچک باشد، ترانزیستور خروجی در حالت سکون (بدون سیگنال) باز نخواهد بود، ترانزیستور(های) راه انداز گرمای بیش از حد را دفع می کند و در نتیجه اعوجاج "گام" ایجاد می شود. اگر مقاومت خیلی زیاد باشد، راندمان خاموش شدن ترانزیستورهای خروجی مختل می شود و پایداری حرارتی بدتر می شود. مقدار نهایی (تا حدی) به جریان مرحله تقویت ولتاژ و بهره ترانزیستور محرک بستگی دارد، اما نشانگر نهایی بزرگی جریان ساکن مقدار کل V باشد ترانزیستورهای مرحله خروجی است. این نظرات به طور یکسان برای زوج های دارلینگتون و سیکلای اعمال می شود.

برای اکثر آمپلی فایرها، مقادیر از 100 اهم تا حداکثر شاید 1k اهم قابل قبول است، که با افزایش توان از مقادیر کمتری استفاده می شود. توان بالا نیاز به جریان‌های بالاتری برای عبور از مرحله خروجی دارد و دوباره، خاموش شدن ترانزیستور را به‌ویژه در فرکانس‌های بالا بدتر می‌کند. این می تواند منجر به پدیده ای به نام رسانایی متقاطع شود که به این دلیل رخ می دهد که ترانزیستورها نمی توانند به سرعت خاموش شوند، بنابراین دوره ای وجود دارد که هر دو ترانزیستور قدرت به طور همزمان هدایت می شوند. این امر هنگام بازتولید محدوده فرکانس صوتی معمولی رخ نمی دهد، اگرچه منبع تغذیه ممکن است نیاز به جریان کمی بالاتر از حد معمول داشته باشد، حتی در 20 کیلوهرتز.

اگر یک تقویت کننده با هر توان معقولی در فرکانس های بالاتر کار کند، اگر رسانایی متقاطع به اندازه کافی مشخص باشد، ممکن است به طور خود به خود از کار بیفتد. ساده ترین راه برای کاهش این خطر، استفاده از مقاومت های کم ارزش بین پایه و امیتر ترانزیستورهای قدرت است، اما به خاطر داشته باشید که این امر باعث افزایش تقاضا برای ترانزیستورهای درایور می شود. به عنوان مثال، همانطور که در بالا نشان داده شده است، با مقاومت های 220 اهم، تنها 3-5 میلی آمپر جریان از آنها عبور می کند، اما اگر آنها به (مثلا) 47 اهم کاهش یابند، جریان عبوری از آنها به 16 میلی آمپر یا حتی بیشتر افزایش می یابد. درایورها باید این جریان را حتی در حالت بیکار تامین کنند و اتلاف توان آنها از 120 مگاوات به بیش از 550 مگاوات در ولتاژ تغذیه ± 35 ولت افزایش می یابد. یک هیت سینک برای ترانزیستورهای درایور ضروری می شود.

به عنوان یک قاعده، فقط در موارد نادر یا ضروری نیست که از مقاومت های کمتر از حدود 100 اهم استفاده کنید. اگر می خواهید قدرت کامل را در 100 کیلوهرتز یا بیشتر دریافت کنید (چرا؟ بالاخره این فرکانس در نظر گرفته شده برای تقویت کننده صوتی نیست)، پس ارزش این مقاومت ها باید حتی کمتر باشد، همراه با هیت سینک های مناسب برای ترانزیستورهای درایور. همچنین افزایش توان نامی مقاومت مدار زوبل ضروری است، در غیر این صورت در فرکانس های بالا بیش از حد گرم می شود.

پایداری حرارتی

بدیهی است که در پیکربندی دارلینگتون، دو اتصال بیس-امیتر در هر مرحله خروجی وجود دارد. از آنجایی که هر یک ویژگی حرارتی خاص خود را دارند (کاهش افت ولتاژ اتصال تا حدود 2 میلی ولت برای هر درجه سانتیگراد)، تثبیت حرارتی این پیکربندی می تواند دشوار باشد. علاوه بر این، با گرم شدن ترانزیستورها، بهره آنها اغلب افزایش می یابد و مشکل را پیچیده تر می کند. سنسور مدار تنظیم جریان ساکن که معمولاً ضریب V ترانزیستور است، باید بر روی رادیاتور ترانزیستورهای خروجی نصب شود تا از تماس حرارتی خوب با آنها اطمینان حاصل شود و در برخی موارد به سختی می توان پایداری حرارتی را حفظ کرد. .

اگر پایداری حرارتی کافی را تضمین نکنید، ممکن است یک افزایش بهمن مانند در دمای ترانزیستورهای مرحله خروجی در تقویت کننده ایجاد شود، جایی که پس از رسیدن به دمای معینی از ترانزیستور خروجی، کاهش مداوم V باعث افزایش حتی بیشتر می شود. افزایش جریان ساکن که منجر به افزایش بیشتر دما و غیره می شود. به نقطه ای رسیده است که اتلاف توان آنقدر زیاد است که ترانزیستورهای خروجی از کار می افتند و اغلب پیامدهای فاجعه باری برای بقیه مدار و/یا بلندگوهای متصل به همراه دارد.

جفت Szyklai مکمل تنها یک اتصال پایه-امیتر کنترل شده دارد و بنابراین تثبیت حرارتی آسان‌تر است. از آنجایی که تنها V مربوط به ترانزیستور درایور است (که در بسیاری از موارد روی هیت سینک اصلی نصب نمی شود، و برخی از آنها اصلاً هیت سینک ندارند)، الزامات برای ضریب فزاینده V سختگیرانه تر است، نصب بسیار زیاد است. ساده تر، و پایداری حرارتی به طور کلی بسیار خوب و عالی است.

من از اوایل دهه 1970 از جفت مکمل استفاده کردم، و وقتی برای اولین بار آن را دیدم، دلایل زیادی برای نادیده گرفتن آن داشتم. پایداری حرارتی در یک تقویت‌کننده نسبتاً ساده 100 واتی در بار 4 اهم طراحی من (سلف پروژه شماره 3A، که صدها مورد از آن مونتاژ شد) توسط یک مدار دو دیودی ساده تضمین شد که نیازی به تنظیم نداشت (اما در آن زمان چندین ترفند دیگر وجود داشت که عملکرد پایدار را تضمین می کرد).

طراحی مدار بایاس

به نظر می رسد (حداقل در نگاه اول) هیچ چیز پیچیده ای در این گره وجود ندارد. این یک مدار چند برابر کننده V be بسیار ساده است و به نظر می رسد که هیچ اتفاقی بر خلاف آنچه در نظر گرفته شده در آن اتفاق نمی افتد. این تقریباً درست است، به جز نکات زیر.

بسیاری از طرح های تقویت کننده (به ویژه آنهایی که از یک مرحله خروجی دارلینگتون استفاده می کنند) نیاز به تنظیم شبکه بایاس برای تطبیق پارامترهای مختلف ترانزیستور خروجی دارند. اگر مقاومت R1 (در شکل 9) به‌جای مقاومت ثابت، یک تریمر باشد، پس چه اتفاقی می‌افتد که (اگر) تماس متحرک آن به طور ناگهانی (به دلیل سن، کثیفی یا دست‌کاری ناهموار) تماس خود را با مسیر مقاومتی از دست بدهد؟

پاسخ ساده است - افت ولتاژ در مدار بایاس اکنون برابر با ولتاژ تغذیه کامل خواهد بود (کمتر از افت در یک یا دو اتصال پایه-امیتر)، که در نتیجه هر دو بازوی مثبت و منفی مرحله خروجی باز می شود. تا حد امکان به طور کامل نتیجه این امر خرابی آنی ترانزیستورهای خروجی است. این به قدری سریع اتفاق می افتد که فیوزها نمی توانند از آن جلوگیری کنند و حتی بعید است که استفاده از مدار حفاظتی مدار خروجی پیچیده بتواند از آنها محافظت کند.

البته پاسخ آنقدر ساده است که باید فوراً برای همه آشکار شود، اما متأسفانه همیشه اینطور نیست. اگر R2 را به یک جزء متغیر تبدیل کنید، پس از شکستن، جابجایی به سادگی ناپدید می شود. این منجر به اعوجاج گام مانند می شود، اما ترانزیستورهای خروجی دست نخورده باقی می مانند. برای جلوگیری از امکان کاهش مقدار مقاومت تریمر به 0 اهم (که همان اثری را که در بالا توضیح داده شد خواهد داشت!) باید یک مقاومت ثابت به صورت سری به آن متصل شود که مقدار آن باید به گونه ای انتخاب شود. برای اطمینان از تنظیم کافی و در عین حال حفظ حاشیه ایمنی قابل اعتماد.

در اینجا باید اقدامات احتیاطی بیشتری انجام شود زیرا اگر مقادیر مقاومت تقسیم کننده پایه خیلی کوچک باشد، ولتاژ بایاس تولید شده در ترانزیستورهای خروجی به سادگی یک افت ولتاژ در آنها خواهد بود. در این حالت، ترانزیستور مدار بایاس عملاً هیچ تأثیری بر مقدار بایاس نخواهد داشت. با ایجاد جریان از طریق مقاومت های تقسیم کننده پایه برابر با 1/10 (یا بیشتر) از کل جریان بایاس مرحله تقویت ولتاژ، می توان از این امر به راحتی جلوگیری کرد.

همچنین می‌توان مقاومت را خیلی زیاد کرد که باعث می‌شود مدار بایاس پایداری AC کمتری داشته باشد. این همچنین ممکن است باعث شود که مدار بایاس بهره زیادی به دست آورد، که به نوبه خود ممکن است باعث کاهش جریان ساکن با گرم شدن تقویت کننده شود. در حالی که این از نقطه نظر قابلیت اطمینان خوب است، از آنجایی که آمپلی فایر با گرم شدن آمپلی فایر اعوجاج ایجاد می کند، جلوه صوتی بدیهی است که ناامید کننده خواهد بود. به عنوان یک قاعده کلی، برای اطمینان از پایداری، مقادیر مقاومت تقسیم کننده پایه را آزمایش کنید. من نمی توانم راهی برای محاسبه آنها فکر کنم، اگرچه مطمئن هستم که امکان پذیر است. افت ولتاژ در محل اتصال پایه-امیتر تا 2 میلی ولت در درجه سانتیگراد کاهش می یابد، با این حال، تغییرات در بهره با دما به راحتی محاسبه نمی شود.

به عنوان حفاظت ثانویه، قرار دادن رشته ای از تعداد مناسب دیود به موازات مدار بایاس مفید است. آنها باید برای جلوگیری از جریان بیش از حد انتخاب شوند، اما علاوه بر آنها، روش دیگری برای محافظت در برابر گرمای بیش از حد ضروری است. این می تواند یک فن، یک دمنده هیت سینک یا یک کلید حرارتی برای قطع برق در صورت گرم شدن بیش از حد آمپر باشد.

توجه داشته باشید که اگر مرحله خروجی از مدار دارلینگتون استفاده کند، ترانزیستور بایاس روی هیت سینک اصلی قرار می گیرد. اگر از یک جفت ترانزیستور مکمل (Siklai) استفاده شود، لازم است مدار بایاس دمای ترانزیستور(های) راه انداز (که نباید روی هیت سینک اصلی قرار گیرد) را حس کند. قرارگیری نادرست ترانزیستور مدار بایاس یک مشکل است. دعوت به شکست مرحله خروجی به دلیل فرار حرارتی شبیه بهمن.

خطی بودن

مقالات متعددی در مورد خطی بودن برتر پیکربندی مکمل (Sziklai) نوشته شده است (Otala، Douglas Self، Linsley Hood، و غیره) و من نمی توانم از دیدن مدار جدیدی در مجله ای که هنوز از دارلینگتون استفاده می کند شگفت زده نشم. پیکربندی استفاده از یک جفت مکمل به اجزای بیشتری نیاز ندارد - اجزای یکسان، فقط به طور متفاوت متصل شده اند. مجله الکترونیک استرالیا با کمال میل با افتخار اعلام کرد (در سال 1998) که "این اولین بار است که از این مدار در یک پروژه منتشر شده استفاده می کنیم" (یا چیزی شبیه به آن). من هیچ دلیلی نمی دانم که چرا آنها ممکن است در هر پروژه ای که منتشر می کنند از جفت مکمل استفاده نکرده باشند (این مجله بسیار جوان تر از من است). من حرفی ندارم مجله مورد نظر تنها مجله نیست و اینترنت مملو از طرح های قدیمی و جدید با استفاده از پیکربندی های دارلینگتون دنبال کننده امیتر است.

این بدان معنا نیست که مدار دارلینگتون نباید استفاده شود - تقویت‌کننده‌های خوب زیادی وجود دارند که از آن استفاده می‌کنند و با تلاش اضافی برای دستیابی به بایاس صحیح، چنین تقویت‌کننده‌هایی چندین سال عملکرد قابل اعتماد را ارائه می‌کنند. مدار دارلینگتون به دلیل سادگی آن مخصوصاً با ترانزیستورهای خروجی متعدد به صورت موازی برای تقویت کننده های توان بالا مناسب است. گنجاندن موازی پیکربندی Siklai دشوارتر است. نمونه ای از جفت های موازی Sziklai در پروژه شماره 27 نشان داده شده است.

افزایش جریان نسبی یک جفت Sziklai مکمل در مقایسه با یک دنبال کننده امیتر دارلینگتون

بهره کمتر جفت ترانزیستور مکمل نشان دهنده وجود بازخورد منفی محلی داخلی ذاتی در این پیکربندی است و تمام آزمایش های انجام شده نشان می دهد که واقعاً چنین است. اگرچه اختلاف بهره اندک است، اما می توان فرض کرد که بیشتر خطی بودن افزایش یافته به این دلیل است که فقط یک اتصال پایه-امیتر مستقیماً در مسیر سیگنال درگیر است، نه دو، مانند مدار دارلینگتون، بنابراین فقط یک اتصال مجموعه ای از غیرخطی های مستقیم به معادله وارد می شود. ترانزیستور دوم (خروجی) به طور موثر به عنوان یک بافر برای اولین (درایور) کار می کند.

لازم به ذکر است که چندین تقویت کننده بسیار خوب اثبات شده با مراحل خروجی جفت دارلینگتون وجود دارد. هیچ قانون سخت و سریعی وجود ندارد که بتوان آن را برای ایجاد یک آمپلی فایر کامل اعمال کرد (مخصوصاً که هنوز وجود ندارد)، و با طراحی مناسب می توان تقریباً با هر توپولوژی یک تقویت کننده صوتی بسیار خوب ایجاد کرد.

پایداری مرحله خروجی

اینکه یک دنبال کننده امیتر (چه دارلینگتون یا سیکلای) می تواند به یک نوسان ساز تبدیل شود، معمولاً در فرکانس های بسیار بالا، به سادگی یک واقعیت واقعی است. این امر به ویژه اگر کابل خروجی به شکل یک مدار تنظیم شده باشد صادق است. طول کابل بلندگو، در حالی که در فرکانس های صوتی کاملاً بی ضرر است، یک خط انتقال در فرکانس خاصی است که با طول آن، قطر هادی و فاصله بین هادی ها تعیین می شود. راهنمای ARRL (هر سال انتشار) تمام فرمول‌های مورد نیاز برای محاسبه را ارائه می‌کند اگر واقعاً می‌خواهید به این موضوع بپردازید.

در تمام تقویت کننده های قدرت (خوب، تقریباً همه) مراحل خروجی به عنوان دنبال کننده امیتر طراحی شده اند و هنگامی که یک بلندگو (یا حتی یک بار معادل غیر القایی) با کابل به آنها متصل می شود، اغلب خود تحریکی رخ می دهد. این تقریباً همیشه زمانی اتفاق می‌افتد که تقویت‌کننده در حال کار است و در صورت نشتی جریان احتمال وقوع آن بیشتر است. کمی ناراحت کننده است که جفت Sziklai مکمل در مقایسه با جفت دارلینگتون به این پدیده غم انگیز حساس تر است، شاید به این دلیل که عنصر کنترل یک ترانزیستور درایور است (امیتر آن به بار متصل است) که پهنای باند وسیع تری دارد.

برخی از کابل های "فوق العاده" (بسیار مورد علاقه علاقه مندان به صدا) به دلیل توانایی آنها برای عمل به عنوان خطوط انتقال فرکانس رادیویی، اغلب از این نظر بدتر از سیم محافظ معمولی یا سیم برق سه سیمه هستند - شکل. 8 ( از مقاله اصلی گم شده است! - تقریبا مسیر) و بنابراین منشأ مشکل مذکور هستند.

یک مدار معمولی Zobel (متشکل از یک مقاومت 10 اهم و یک خازن 100 nF) به طور کلی تأثیر کابل های خط انتقال خارجی و سیم کشی داخلی تقویت کننده را به پایانه های خروجی کاهش می دهد و در اکثر شرایط عملیاتی عادی پایداری ایجاد می کند.

در این فرکانس ها، خازن Zobel اساساً یک جامپر اتصال کوتاه است، بنابراین یک مقاومت 10 اهم به موازات مدار امپدانس بالا متصل می شود. مقاومت 10 اهم ضریب کیفیت (Q) مدار(های) تنظیم شده را مختل می کند و تضعیف قوی ایجاد می کند، در نتیجه تغییر فاز را خنثی می کند و پایداری را بازیابی می کند. من شخصاً حذف این مدار را از هیچ تقویت کننده ای توصیه نمی کنم ، حتی اگر بدون آن پایدار به نظر برسد.

با یک بار خازنی (همانطور که هنگام اتصال یک بلندگو و یک متقاطع غیرفعال اتفاق می افتد)، مدار Zobel تأثیر اضافی بسیار کمی دارد و ممکن است اصلاً تأثیری نداشته باشد. تنها راه مطمئن برای جلوگیری از خود تحریکی یا زنگ زدن در هنگام استفاده از کابل های با ظرفیت بالا، روشن کردن اندوکتانس در خروجی تقویت کننده است. برای کاهش ضریب کیفیت اندوکتانس باید با یک مقاومت مناسب شنت شود. یک مدار معمولی در شکل نشان داده شده است. 10. برای خوانندگانی که می خواهند این موضوع را با جزئیات بیشتر بررسی کنند، رابط قدرت صوتی را بخوانید. در بسیاری از موارد بهتر است از مقاومت بسیار کمتری نسبت به 10 اهم استفاده شود - فکر می کنم حدود 1 اهم یا به ترتیب آن. در برخی از تقویت کننده های قدرت تولید شده توسط نیمه هادی ملی، مقدار بهینه 2.7 اهم است. در حالت ایده‌آل، کابل‌های اندوکتانس کم و ظرفیت بالا باید همیشه یک مدار Zobel 100 nF/10 اهم اضافی در انتهای بلندگو داشته باشند. وقتی این کار انجام شود، کابل دیگر در فرکانس‌های بالا شبیه خازن نخواهد بود. متأسفانه، تعداد کمی از تولیدکنندگان بلندگوهای صوتی قرار دادن این مدار بر روی پایانه های ورودی بلندگو را عملی می دانند.

جایگزین دیگر این است که یک مقاومت را به صورت سری با خروجی تقویت کننده قرار دهید، اما این به طور طبیعی اثر دوگانه کاهش توان خروجی و ضریب میرایی را خواهد داشت. با مقادیر مقاومت کافی برای جلوگیری از خود تحریکی، تلفات فوق بیش از حد می شود و تمام توان از دست رفته باید در سراسر مقاومت به گرما تبدیل شود.

انتخاب رتبه القایی دشوار نیست - با بار 8 اهم، به طور معمول، نباید بیش از 20 μH باشد و هر اندوکتانسی بیشتر از حد مشخص شده منجر به تضعیف غیرقابل قبول فرکانس های بالا می شود. اندوکتانس خفگی 6 μH، همانطور که در شکل نشان داده شده است. 10 منجر به اتلاف (با فرض اینکه مقاومت آن 0.03 اهم است) 0.03 دسی بل در فرکانس های پایین و حدود 0.2 دسی بل در 20 کیلوهرتز خواهد بود. این ضررها ناچیز است و شنیده نخواهد شد. در مقابل، زنگ (یا در موارد شدید، خود نوسانی) مراحل خروجی (حتی در سطوح بسیار پایین) به عنوان افزایش اعوجاج شنیده می شود و در موارد شدید حتی می تواند ترانزیستورهای خروجی را از بین ببرد.

خود تحریکی ترانزیستورها

این برای همه واضح نیست، اما یک آبشار ترانزیستور می‌تواند حتی با افزایش یکپارچگی خود تحریک شود. آپ امپلی فایرها و تقویت کننده های قدرت معمولاً از دنبال کننده های امیتر در خروجی خود استفاده می کنند و عدم جداسازی مرحله ترانزیستور از تأثیر کابل اتصال می تواند (و معمولاً انجام می دهد) باعث نوسان خود مرحله شود. برای تمام آپ امپ هایی که به تجهیزات جانبی خارجی (مثلاً از طریق کانکتورهای پنل جلو یا عقب) متصل هستند، باید از یک مقاومت سری استفاده شود. به عنوان یک قاعده، مقادیر از 47 تا 220 اهم کافی است. من معمولا از 100 اهم استفاده می کنم، اما بسته به آنچه می خواهید به دست آورید، ممکن است مقادیر کمتر (یا بالاتر) مورد نیاز باشد.

در شبیه سازها و روی میز آزمایشگاه، من توانستم یک مدار پیرو امیتر تک ترانزیستوری (نشان داده شده در شکل 11) که با یک بار از یک خط انتقال واقعی (مانند طول کابل کواکسیال) با خوشحالی خود هیجان انگیز بود بسازم. القاگر معادل 500 µH و ظرفیت خازنی 100 µH pF به عنوان یک مدار سری تنظیم شده.

این اثر با کاهش امپدانس منبع بدتر می شود، اما حتی یک مقاومت پلاگین اولیه نیز از خود تحریکی جلوگیری نمی کند. فقط میرایی خط انتقال با مدار Zobel یا مقاومت سری موثر خواهد بود. اگر تعجب می کنید که چرا اسیلوسکوپ به نقطه ای متصل می شود که اندوکتانس و ظرفیت خازن به هم می رسند - این به رزونانس سری اجازه می دهد تا مولفه فرکانس بالا را تقویت کند و دیدن آن را آسان تر می کند.

برای تقویت کننده های قدرت، این مشکل با استفاده از یک مدار Zobel، به صورت اختیاری با یک سلف سری حل می شود. برای مراحل سیگنال کوچک، استفاده از مقاومت به صورت سری با خروجی منطقی تر است. به طور معمول مقدار مقاومت بین 22 تا 100 اهم است و این در تمام طراحی های ESP که در آن تقویت کننده عملیات به یک بار خارجی (یا حتی یک کابل داخلی) متصل است، دیده می شود. مقاومت را می توان با تقویت کننده های قدرت نیز استفاده کرد، اما به قیمت از دست دادن توان، افزایش اتلاف گرما و از دست دادن ضریب میرایی. برای تقویت کننده قدرت، اندوکتانس خروجی را می توان با یک مقاومت 1 اهم (گاهی کمتر) جایگزین کرد، اما این کار به ندرت انجام می شود.

در تقویت کننده خودم (آخرین تجسم - پروژه شماره 3A) از اندوکتانس خروجی استفاده نکردم، بلکه در عوض یک خازن اصلاحی (بین کلکتور و پایه ترانزیستور مرحله تقویت ولتاژ) با ظرفیت کمی بزرگتر از حد معمول قرار دادم. این امر تثبیت آمپلی فایر را در همه حالت‌های عملیاتی ممکن می‌سازد، اما به قیمت کاهش سرعت حرکت (و در نتیجه، سرعت حرکت محدود در فرکانس‌های بالا). این تا حد زیادی یک تصمیم اقتصادی بود، زیرا یک جفت خازن سرامیکی بسیار ارزان‌تر از یک سلف است، و تقویت‌کننده عمدتاً برای تقویت آلات موسیقی در آن زمان استفاده می‌شد، بنابراین پهنای باند پخش به سمت بالا در واقع نامطلوب بود. پهنای باند کامل - توانایی یک تقویت کننده برای ارائه قدرت کامل در کل محدوده فرکانس کاری خود - راهی مطمئن برای آسیب رساندن به شنوایی، بوق های فرکانس بالا (و غیره) در یک محیط موسیقی زنده است، بنابراین این مصالحه محدود کننده نبود. با این حال…

دلیل دیگری وجود دارد که چرا سلف خروجی سری می تواند مفید باشد. پیشنهاد شده است (یادم نیست توسط چه کسی) فرکانس های رادیویی که توسط سیم های منتهی به بلندگوها دریافت می شوند ممکن است از طریق بازخورد منفی به مرحله ورودی بازخورد داده شوند. اگر به یک نمودار معمولی نگاه کنید، این قابل قبول به نظر می رسد، اما من این نظریه را خیلی عمیق آزمایش نکرده ام.

با این حال، در نظر گرفتن اصول اولیه هنگام طراحی کار چندان دشواری نیست. از آنجایی که مشخص است که در پاسخ فرکانسی تقویت کننده با مدار بازخورد باز باید یک قطب غالب وجود داشته باشد (خازن نشان داده شده در شکل 5 و 6)، پس از این واقعیت که اگر مدار بازخورد بسته است پایدار بماند. ، نتیجه می شود که با افزایش بهره داخلی، با افزایش فرکانس، امپدانس خروجی باید افزایش یابد (به دلیل عمق کمتر بازخورد کلی). این در واقع درست است، و زمانی که فرکانس به منطقه مگاهرتز برسد، بار ناچیزی در مرحله خروجی برای چنین فرکانس‌هایی وجود خواهد داشت.

اگر اقدامات احتیاطی مناسب (همانطور که در شکل 4 نشان داده شده است) برای حلقه بازخورد منفی انجام نشود، این احتمال وجود دارد که تشخیص تداخل RF رخ دهد. در سیستم دو کاناله خودم (که از سلف تقویت کننده Project #3A که در بالا توضیح داده شد، هنوز بدون سلف خروجی استفاده می کند)، اخیراً در تشخیص ایستگاه رادیویی محلی AM با مشکل مواجه شدم. نصب چوک های سرکوب کننده RF (اصولاً یک حلقه کابل به بلندگوها که 3 یا 4 بار از طریق یک مهره فریت رزوه می شود) این مشکل را کاملاً از بین برد، بنابراین باید نتیجه بگیرم که این واقعاً محتمل یا حتی ممکن است.

اگر آمپلی فایر روزی به کابل‌های عجیب و غریب (هزینه‌های صوتی) متصل شود، استفاده از اندوکتانس خروجی مهم است. همانطور که در بالا ذکر شد، اندوکتانس باید محدود شود تا از فرکانس بالا جلوگیری شود و برای مقاومت بار تا 4 اهم، اندوکتانس نباید از حدود 10 µH تجاوز کند. در بیشتر موارد، تعداد دورهای قرار داده شده بر روی یک مقاومت 10 اهم 1 وات کافی خواهد بود و سیم مورد استفاده باید به اندازه کافی ضخیم باشد تا جریان کامل را به بلندگو منتقل کند.

جریان خروجی

ماکزیمم جریان خروجی یک تقویت کننده قدرت اغلب چیزی است که تنها تحت تأثیر ترانزیستورهای خروجی قرار می گیرد و برای کاهش امپدانس، افزودن ترانزیستورهای بیشتر به طور خودکار جریان بیشتری را ارائه می دهد. این تا حدی درست است زیرا ترانزیستورهای دوقطبی به جریان پایه نیاز دارند که باید از مرحله درایور باشد.

به طور معمول، بایاس کردن مرحله افزایش ولتاژ می تواند 1.5 تا 5 برابر بیشتر از نیاز ترانزیستورهای خروجی و درایورهای آنها جریان پایه ایجاد کند. اگر جریان خروجی این مرحله ناکافی باشد، اعوجاج احتمالاً به میزان قابل توجهی افزایش می یابد، زیرا جریان به مقدار بیشتری تغییر می کند. اگر جریان در مرحله تقویت ولتاژ خیلی زیاد باشد، ترانزیستور گرمای زیادی تولید می کند که باید دفع شود و ممکن است از حداکثر پارامترهای مجاز ترانزیستور تجاوز کند. من معمولاً با رقمی به ترتیب دو برابر جریان خروجی مورد انتظار کار می کنم، اما در برخی موارد بیشتر یا کمتر خواهد بود. طراحی همچنین باید کمترین بهره جریان مورد انتظار را در بین تمام ترانزیستورهای مورد استفاده در نظر بگیرد.

به عنوان مثال، یک مرحله خروجی تقویت کننده توان معمولی را در نظر بگیرید. با فرض ولتاژ منبع تغذیه ± 35 ولت، حداکثر جریان خروجی (پیک) 35/8 = 4.375A (با فرض بار 8 اهم) خواهد بود. از آنجایی که می دانیم مقداری تلفات در ترکیب ترانزیستور درایور/قدرت وجود خواهد داشت، می توانیم با خیال راحت فرض کنیم که حداکثر جریان (پیک) 4 A است. یک ترانزیستور توان مناسب را می توان با حداقل بهره (h FE) 25 و مشخص کرد. جریان کلکتور 4 آمپر. ترانزیستورهای درایور معمولاً بهره بیشتری دارند، شاید 50 در جریان کلکتور 250 میلی آمپر. حاصل ضرب دو افزایش جریان به اندازه کافی برای آنچه ما نیاز داریم دقیق است و hFE = 1000 نهایی را می دهد. بنابراین، حداکثر جریان پایه 4 میلی آمپر خواهد بود.

اگر تصمیم به استفاده از جریان مرحله افزایش ولتاژ برابر با دو برابر جریان مورد انتظار مرحله خروجی داشته باشیم، به این معنی است که درایور تقریباً با 8 میلی آمپر کار خواهد کرد. این مقدار جریان را می توان با استفاده از یک منبع جریان یا یک مدار تقویتی با استفاده از یک جفت مقاومت 2.2 کیلو اهم به صورت سری به دست آورد. در حداکثر نوسان ولتاژ خروجی (نزدیک به ± 35 ولت)، جریان درایور بسته به قطبیت به 12 میلی آمپر یا به 4 میلی آمپر کاهش می یابد. منبع جریان یا تقویت کننده جریان ثابتی را حفظ می کند، اما تقویت کننده ولتاژ باید با جریانی برخورد کند که با تغییر جریان بار، ± 4 میلی آمپر تغییر می کند.

اگر امپدانس بار به 4 اهم کاهش یابد، منبع جریان همچنان تنها قادر به تامین 8 میلی آمپر خواهد بود، بنابراین جریان خروجی به 8 آمپر محدود می شود زیرا درایور در آن نقطه از سیکل جریان صفر دارد. در نقطه مقابل، راننده باید با 16 میلی آمپر زمانی که کاملا باز است کنار بیاید. با مقاومت‌های پایین‌تر، درایور قادر خواهد بود جریان بیشتری را ارائه دهد، اما منبع جریان به طور پیوسته از ارائه بیش از 8 میلی آمپری که برای آن طراحی شده است خودداری می‌کند، بنابراین حداکثر جریان خروجی در یک جهت به 8 A محدود می‌شود (زمانی که خروجی مرحله توسط منبع جریان ارائه می شود و ترانزیستور افزایش ولتاژ خاموش است) یا یک جریان حداکثری دیگر (احتمالاً بیش از حد) در قطب مخالف.

با این حال توجه!! مرحله تقویت ولتاژ (درایور کلاس A) به این دلیل نامیده می شود که هرگز نباید خاموش شود - اکنون یک مرحله کلاس AB داریم که نه تنها نامطلوب است، بلکه حتی برای یک مرحله خروجی تک سر نیز غیر قابل اجرا است! خروجی تقویت کننده قدرت به صورت نامتقارن قطع می شود و دیگر در محدوده خطی قرار نمی گیرد - دچار اعوجاج می شود.

افزودن ترانزیستورهای قدرتمندتر مزایای بسیار محدودی را به همراه خواهد داشت زیرا... حداکثر جریان پایه هنوز توسط منبع جریانی که مرحله تقویت ولتاژ را تغذیه می کند محدود می شود. برای به دست آوردن حداکثر توان در مقاومت های بار کمتر، یا باید بهره مرحله خروجی را افزایش داد یا جریان خروجی مرحله بهره ولتاژ را افزایش داد. افزایش بهره ترانزیستورهای مرحله خروجی بی اهمیت نیست - باید از توپولوژی متفاوت یا ترانزیستورهای درایور و خروجی با بهره بالاتر استفاده شود.

فاز طراحی تقویت کننده بدون توجه به توپولوژی از اصول مشابه پیروی می کند. "اصول عملکرد تقویت کننده" ...

توان خروجی در مقابل مقاومت بار

توان خروجی توسط امپدانس بار و ولتاژ و جریان خروجی موجود تقویت کننده تعیین می شود. تقویت‌کننده‌ای که قادر به ارائه حداکثر جریان خروجی 2A باشد، فقط به این دلیل که شما می‌خواهید قادر به تولید بیشتر نخواهد بود. چنین تقویت کننده ای بدون توجه به ولتاژ منبع تغذیه، به توان خروجی 16 وات "RMS" به 8 اهم محدود می شود. به همین ترتیب، یک تقویت کننده با منبع تغذیه ± 16 ولت، بدون توجه به قابلیت های جریان خروجی، قادر نخواهد بود بیش از 16 وات RMS را به 8 اهم برساند. با توانایی ارائه جریان بیشتر، تقویت کننده قادر خواهد بود (به عنوان مثال) 32 وات را به 4 اهم (4 اوج جریان) یا 64 وات را به 2 اهم (8 آمپر جریان اوج) برساند، اما توان بیشتری را به 8 اهم از ولتاژ منبع تغذیه اجازه می دهد.

جریان مرحله درایور

مرحله درایور، به خصوص زمانی که از ترانزیستورهای دوقطبی استفاده می شود، باید جریان کافی را به ترانزیستورهای خروجی ارائه کند. با ماسفت ها، درایور باید بتواند ظرفیت خازنی منبع دروازه را با سرعت کافی شارژ و تخلیه کند تا بتوان توان مورد نیاز را در بالاترین فرکانس های مورد نظر به دست آورد.

برای سادگی، اگر ترانزیستورهای خروجی دوقطبی دارای بهره 20 در حداکثر جریان بار باشند، درایورها باید بتوانند جریان پایه کافی برای این کار ارائه دهند. اگر حداکثر جریان 4 آمپر باشد، درایورها باید بتوانند 200 میلی آمپر جریان پایه را به ترانزیستورهای خروجی برسانند.

مرحله تقویت ولتاژ

مراحلی که در جلوی ترانزیستورهای محرک قرار دارند باید بتوانند جریان کافی برای بار خود را تامین کنند. مرحله تقویت ولتاژ تقویت کننده دوقطبی یا ماسفت باید جریان کافی را برای تامین نیاز جریان پایه درایورهای دوقطبی یا ظرفیت گیت ماسفت ها فراهم کند.

باز هم، با استفاده از مثالی که قبلا در مورد ترانزیستورهای دوقطبی ارائه شد، حداکثر جریان پایه برای ترانزیستورهای خروجی 200 میلی آمپر بود. اگر درایورها حداقل بهره 50 داشته باشند، جریان پایه آنها به صورت زیر خواهد بود:

از آنجایی که مرحله تقویت ولتاژ باید در حالت A کار کند (چه تعجب آور است، نه؟!)، باید با 1.5 تا 5 برابر حداکثر جریان پایه مورد انتظار ترانزیستور درایور کار کند تا اطمینان حاصل شود که هرگز خاموش نمی شود. همین امر در مورد تقویت‌کننده ماسفت نیز صدق می‌کند، که (به عنوان مثال) حداکثر جریان شارژ (یا دشارژ) گیت حداکثر 4 میلی آمپر در بالاترین دامنه و فرکانس را انتظار دارد. برای این تمرین، فرض می کنیم که جریان مرحله تقویت ولتاژ (VAS) برابر با دو برابر جریان پایه مورد نیاز ترانزیستورهای درایور است، یعنی. 8 میلی آمپر

مراحل ورودی

مراحل ورودی همه تقویت کننده های ترانزیستوری باید جریان پایه را به مرحله تقویت ولتاژ ارائه دهند. این بار جریان مورد نیاز 2 تا 5 برابر حداکثر جریان پایه مورد انتظار مرحله تقویت ولتاژ است. اگر مرحله افزایش ولتاژ با جریان ساکن 8 میلی آمپر کار کند، حداکثر جریان کلکتور آن 12 میلی آمپر (DC + جریان پایه درایور) خواهد بود. با فرض افزایش 50 (دوباره)، این بدان معناست که مرحله ورودی باید قادر به ارائه 12/50 = 240 µA باشد، بنابراین برای حفظ خطی بودن باید در حداقل جریان 240 µA 2 = 480 µA کار کند.

جریان ورودی

جریان ورودی مرحله اول امپدانس ورودی تقویت کننده را تعیین می کند. با استفاده از شکل جریان کلکتور فوق 480 میکروآمپر، جریان پایه ترانزیستورهای ورودی با بهره 100 برابر با 4.8 میکروآمپر خواهد بود. اگر تقویت کننده طوری طراحی شده باشد که با ولتاژ ورودی 1 ولت در حداکثر توان کار کند، امپدانس آن : 208 کیلو اهم (R = V/I) است.

از آنجایی که این مرحله باید بایاس باشد، قوانین قبلی را اعمال می کنیم - محدوده محدوده از 2 تا 5 است، بنابراین حداکثر مقدار مقاومت های بایاس باید 208/2 = 104 کیلو اهم باشد. مقدار کمتر ترجیح داده می شود و من معتقدم ضریب 5 مناسب تر است و 208/5 = 42k اهم را می دهد (47k اهم را می توان بدون مشکل استفاده کرد).

اینها فقط توصیه هایی هستند (البته) و موارد زیادی وجود دارد که در آن جریان بیشتر (یا کمتر) از حد انتظار است. نتیجه نهایی صدای تقویت کننده است و رویکرد توصیف شده در کتاب های درسی همیشه نتیجه مورد انتظار را به دست نمی دهد.

چند نکته در مورد طراحی منبع تغذیه

همانطور که می دانید، رفتار یک ترانسفورماتور با بار مقاومتی برای یک دوره کامل توصیف می شود، اما اگر یک فیلتر خازن بعد از یکسو کننده (99.9٪ از منابع تغذیه تقویت کننده) وجود داشته باشد، اعداد محاسبه شده و اندازه گیری شده هرگز مطابقت ندارند.

از آنجایی که برای مدت زمان نسبتاً طولانی ولتاژ جریان متناوب از سیم پیچ ثانویه ترانسفورماتور کمتر از خازن است، دیودهای یکسو کننده در این مدت جریان را هدایت نمی کنند. در طول دوره‌های کوتاهی که دیودها به حالت رسانا باز می‌شوند، ترانسفورماتور باید تمام انرژی مصرف‌شده از خازن را بین حالت‌های روی دیود جایگزین کند و همچنین جریان خروجی آنی را فراهم کند.

منبع تغذیه نشان داده شده در شکل را در نظر بگیرید. 13. این یکسوساز تمام موج کاملا معمولی با فیلتر خازن است (برای راحتی، به صورت تک قطبی نشان داده شده است). فرض بر این است که مدار دارای مقاومت سری موثر کل 1 اهم است که از مقاومت سیم پیچ های ترانسفورماتور (اولیه و ثانویه) تشکیل می شود. خازن C1 دارای مقدار 4700 µF است. ولتاژ ثانویه ترانسفورماتور 28 ولت است. دیودها با قدرت کامل حدود 760 میلی ولت افت می کنند.

ترانسفورماتور برای ولتاژ 60 VA طراحی شده است و دارای مقاومت سیم پیچ اولیه 4.3 اهم و سیم پیچ ثانویه 0.5 اهم است. این امپدانس ها به مقاومت اتلاف مس داخلی 1.0 اهم ترجمه می شوند.

با مقاومت بار 20 اهم همانطور که در شکل نشان داده شده است و با جریان خروجی 1.57 آمپر، زمان هدایت دیودها حدود 3.5 میلی ثانیه است و مقدار پیک جریان ورودی به خازن 100 بار در ثانیه است. 4.8 A (در فواصل زمانی 10 میلی ثانیه). بنابراین زمان حالت رسانایی دیودها 35 درصد مدت چرخه است. جریان rms در سیم پیچ ثانویه ترانسفورماتور 2.84 A است.

پیک به پیک ریپل ولتاژ بار 2.2 ولت (692 میلی ولت RMS) است و انتظار می رود دندانه اره ای شکل باشد. متوسط ​​ولتاژ DC 31.6 ولت خواهد بود. ولتاژ تغذیه بدون بار 38.3 ولت خواهد بود، بنابراین با جریان خروجی 1.57 A، تلفات عبارتند از:

جایی که Vn- ولتاژ بدون بار؛
V l- ولتاژ تحت بار

برای این مثال، تقریباً نزدیک به 17٪ است که به سختی نتیجه خوبی است. برای مقایسه، تلفات واقعی ترانسفورماتور برای جریان خروجی 2.14 A در 28 ولت 8٪ خواهد بود. توجه داشته باشید که جریان AC RMS در ترانسفورماتور ثانویه 2.84 A (تقریبا برابر DC ضربدر 1.8) برای خروجی 1.57 A است - باید اینطور باشد، زیرا در غیر این صورت ما چیزی را بیهوده می گیریم - برخلاف علم و باجگیر.

توان خروجی 31.6 ولت · 1.57 A = 49.6 وات و توان ورودی 28 ولت · 2.84 A = 79 VA است.

توان ورودی ترانسفورماتور 60 وات است، بنابراین ضریب توان:

تلفات زیادی باید در نظر گرفته شود که بیشتر آنها به دلیل افت ولتاژ در دیودها (600 مگاوات در هر دیود، در مجموع 2.4 وات) و مقاومت سیم پیچ ترانسفورماتور (8 وات در بار کامل) است. حتی مقاومت سری معادل (ESR) خازن ها، مانند سیم کشی برق، تلفات کمی را اضافه می کند. همچنین تلفات اضافی در "آهن" هسته ترانسفورماتور وجود دارد - این مجموع جریان مورد نیاز برای حفظ سطح شار مغناطیسی در ترانسفورماتور، به علاوه تلفات ناشی از جریان های گردابی است که هسته را گرم می کند. تلفات آهن بدون بار بسیار مهم است و معمولاً در بار کامل قابل چشم پوشی است.

اگرچه ترانسفورماتور برای این مثال اضافه بار است، اما تا زمانی که اضافه بار کوتاه مدت باشد، هیچ آسیبی رخ نخواهد داد. ترانسفورماتورها معمولاً برای توان متوسط ​​(VA) درجه بندی می شوند و می توانند بارهای اضافه زیادی را تحمل کنند به شرطی که در دراز مدت از مقدار متوسط ​​تجاوز نشود. مدت زمان اضافه بار مجاز تا حد زیادی توسط جرم حرارتی خود ترانسفورماتور تعیین می شود.

جریان موج دار خازن. به خوبی شناخته شده است که ترانسفورماتورهای بزرگتر عملکرد بهتری نسبت به ترانسفورماتورهای کوچکتر دارند، بنابراین استفاده از ترانسفورماتورهای با وات بالاتر برای یک کاربرد خاص معمول است. این می تواند به طور قابل توجهی راندمان را بهبود بخشد، اما همچنین ولتاژهای بالاتری را در خازن فیلتر به دلیل جریان موج دار بیشتر ایجاد می کند. این پارامتر در برگه اطلاعات سازنده برای خازن های در نظر گرفته شده برای استفاده در منابع تغذیه نشان داده شده است و نباید از آن بیشتر شود. جریان موج دار بیش از حد باعث گرم شدن بیش از حد و احتمال خرابی خازن ها می شود.

خازن های بزرگ معمولاً دارای جریان موج دار بالاتری نسبت به خازن های کوچک (هم فیزیکی و هم خازنی) هستند. خوب است بدانید که دو خازن 4700 µF معمولاً جریان موجی کل بالاتری نسبت به یک خازن 10000 µF دارند و همچنین ESR کمتری (مقاومت سری معادل) نشان خواهند داد. این ترکیب معمولاً ارزان‌تر خواهد بود - یکی از معدود نمونه‌هایی که در آن می‌توانید چیزی را بدون هیچ هزینه‌ای دریافت کنید.

برای اطلاعات بیشتر در مورد این موضوع، به مقاله "" مراجعه کنید.

اندازه گیری در مقابل ذهنیت

اگر من هرگزاگر من نشنیدم که کسی شکایت کند که "اندازه گیری اعوجاج نامعتبر و اتلاف وقت است"، این خیلی زود اتفاق می افتد. من خیلی از متخصصان خودخوانده خسته شده ام ([ جناس: متخصصs ="ایکس" + “ جهش "] جایی که " ایکس” یک کمیت ناشناخته است و ” جهش” - جت تحت فشار) ادعا می کند که سیگنال های "دنیای واقعی" بسیار پیچیده تر از یک موج سینوسی هستند و اندازه گیری اعوجاج ایستا کاملاً بی معنی است! به همین ترتیب، برخی شکایت دارند که امواج سینوسی "بیش از حد ساده" هستند و نمی توانند تقویت کننده را به همان روشی که موسیقی بیان می کند، بیان کنند.

اندازه گیری ها نیستندسیگنال های دنیای واقعی و بی معنی هستندسینوسی ها! تنها تفاوت این است که موسیقی معمولاً حاوی تعداد زیادی امواج سینوسی است که به هم متصل شده اند. هزاران سیگنال به طور همزمان از تقویت کننده عبور نمی کنند، بلکه تنها یک سیگنال وجود دارد (البته برای یک کانال).

فیزیک بیان می کند که هیچ دو جرمی نمی توانند به طور همزمان فضای فیزیکی یکسانی را اشغال کنند و همین امر در مورد ولتاژها و جریان ها نیز صدق می کند. در هر زمان معینی فقط یک مقدار ولتاژ و یک مقدار جریان می تواند از یک عنصر مدار عبور کند - اگر به شکل دیگری بود، مفهوم ضبط دیجیتال هرگز وجود نداشت، زیرا در ضبط دیجیتال مقادیر ولتاژ لحظه ای وجود داشت. با فرکانس نمونه برداری به کد دیجیتال تبدیل می شوند. اگر به طور همزمان سه ولتاژ مختلف ذکر شود، وضعیت به وضوح غیرممکن خواهد بود.

پس اینها چطور" x-spurtsتعیین کنید که آیا تقویت کننده دارای اعوجاج کوچکی به شکل یک "گام" است (مثلا)؟ من آنها را به عنوان محصولات باقیمانده از اعوجاج سنج خود در نظر می‌گیرم که فوراً از نظر واقعی بودنشان تشخیص داده می‌شوند و می‌توانم تفاوت را هنگام اجرا ببینم. در مدار تغییر می کند تا مشکل را برطرف کند اگر مجبور بودم فقط به گوش هایم تکیه کنم (که اگرچه بزرگتر می شوند، اما هنوز به خوبی به من کمک می کنند)، شناسایی مشکل بسیار بیشتر طول می کشد و حتی بیشتر طول می کشد تا مطمئن شوم که من هستم. منظورم این است که در مورد اعوجاج "گام" واقعاً فاحشی که از از دست دادن بایاس در تقویت کننده ناشی می شود صحبت نمی کنم. مقدمات- حداقل مقادیر، به سختی توسط یک مولتی متر ثبت شده است. برای دیدن شکل دقیق اعوجاج از اسیلوسکوپ استفاده می کنم. من گمان می کنم که این معضل توسط شخصی به سادگی و بدون استفاده از تقویت کننده فشار کش "حل" شده است، در نتیجه اطمینان حاصل می شود که قدرت به شدت محدود شده است و سایر تحریفات آنقدر زیاد است که آنها جرات انتشار نتایج را ندارند.

همین ها " x-spurtsاگر خوش شانس باشید، می‌توانید در مورد تقویت‌کننده‌های لامپ تریود کم‌مصرف واقعاً حجیم با یک ترانسفورماتور خروجی بسیار مشکوک، محدوده فرکانس محدود و ضریب میرایی یکپارچه، متن ترانه بنویسید.

اشتباه نکنید، من نمی گویم که موارد بالا نماینده هیچ آمپلی فایرهای تریود تک سر هستند (مثلا)، برخی از آنها هستند که مطمئنم صدای آنها بسیار خوب است. نه آنطور که من دوست دارم، اما "زیبا" است. مدارهایی را دیده ام که به صورت آنلاین پست شده اند که حتی برای بلندگوی رادیویی ساعتی (بدون نام، پس حتی نپرسید!) و "بررسی" از افرادی که این زباله ها را خریده اند استفاده نمی کنم، اما مطمئنا مدارهایی وجود دارد که در آنجا وجود دارد. که از برخی اجزای واقعاً با کیفیت استفاده می کنند و احتمالاً در سطح صدای پایین صدای خوبی دارند.

اگر بیش از حد مغرض به نظر می رسم (حتی سمی) مرا ببخشید، اما صادقانه بگویم، این بد است. افراد زیادی وجود دارند که "دانش" خود را به صدا در می آورند و بسیاری از آنها یا به بازار سحر و جادو سرازیر می شوند یا با کلاه خود صحبت می کنند.

کل ایده اندازه گیری این است که اطمینان حاصل شود که یک محصول با برخی استانداردهای کیفیت مطابقت دارد. هنگامی که این استاندارد حذف شد، با این انتظار که گوش های ما قاضی باشد، چگونه باید بدانیم که آیا آنچه را که برایش پرداخت کرده ایم دریافت کرده ایم؟ اگر محصولی «بد» به نظر می‌رسد، آیا باید آن را به‌عنوان یک واقعیت بپذیریم، یا شاید آنقدر به آن گوش دهیم تا به صدا عادت کنیم (این امر در نهایت اتفاق می‌افتد – این عادت توسط سوبژکتیویست‌ها «تناسب در» نامیده می‌شود). من با قبول این موضوع موافق نیستم و می دانم که بسیاری دیگر نیز همین احساس را دارند.

لطفا فکر نکنید که من از مشخصات فنی دفاع می کنم، زیرا اینطور نیست. به نظر من فقط مصرف کنندگان حق دارند حداقل استانداردهای عملکردی را داشته باشند که سخت افزار باید آن را برآورده کند (یا از آن فراتر رود). تا حالا نشنیدم هیچکستقویت‌کننده‌ای با سطوح اعوجاج بالا و/یا پهنای باند محدود که صدای بهتری نسبت به تقویت‌کننده‌های مشابه با اعوجاج کمتر و پهنای باند بالاتر دارد. این بدان معنی است که ما در حال مقایسه مانند با مشابه هستیم - مقایسه یک آمپر لوله خوب با یک آمپ حالت جامد ضعیف نشان می دهد که آمپر حالت جامد ویژگی های بهتری دارد، اما می توانیم مطمئن باشیم که صدای بدتری خواهد داشت. در روشی مشابه، یک آمپر ترانزیستوری خوب در مقایسه با یک آمپر لوله نسبتا ضعیف می تواند باعث سردرگمی شود، اغلب به دلیل ضریب میرایی کم در آمپر لوله، و تصور اینکه صدای آن "بهتر" به نظر می رسد را آسان می کند.

اندازه‌گیری‌ها مورد نیاز هستند، زیرا آنها چیزهایی را به ما می‌گویند که اغلب یا شنیده نمی‌شوند یا می‌توانند به‌گونه‌ای شنیده شوند که حواس را گمراه کنند. تست های شنیداری نیز ضروری هستند، اما باید به درستی انجام شوند، به عنوان یک تست کور واقعی A-B، در غیر این صورت نتایج به سادگی بی معنی هستند. آزمایش‌های هدفمند (که در آن دقیقاً می‌دانیم از چه تجهیزاتی استفاده می‌شود) ناقص هستند زیرا ... تقریباً همیشه نتیجه مورد انتظار را ارائه می دهد.

لوله ها در مقابل دوقطبی و ماسفت ها

این بحثی است که سال هاست ادامه دارد و به نظر می رسد ما به حل معضل از همان ابتدا نزدیک نیستیم. من با هر سه دسته از قطعات کار کرده ام و هر کدام ویژگی های صوتی خود را دارند. بیایید نگاهی اجمالی به تفاوت‌ها بیندازیم - این فهرست جامعی از آنها نیست و به این معنی نیست که نکات اصلی تحت تأثیر تجربه شخصی من ذکر شده است (باید اعتراف کنم، تعصبات نیز). لطفاً ترتیب تا حدی تصادفی مقایسه ها را ببخشید:

لامپ ها:

لوله ها مبدل های ولتاژ به جریان هستند، بنابراین جریان خروجی آنها توسط ولتاژ ورودی کنترل می شود. برای به دست آوردن ولتاژ خروجی، باید یک جریان خروجی متناوب به بار (مقاومت آند یا ترانسفورماتور) اعمال شود.

• خود لوله ها اساساً نسبتاً خطی هستند و در محدوده محدودی می توانند بدون هیچ بازخوردی کار کنند و همچنان سیگنالی با کیفیت بالا ارائه دهند. محدوده معمولاً برای پیش تقویت کننده ها بیش از حد کافی است، اما در تقویت کننده های توان به حداکثر حد خود رسیده است.
• بهره نسبتاً کم یک لوله به این معنی است که لوله های بیشتر یا عمق بازخورد کمتری مورد نیاز است.
• ویژگی‌های اعوجاج «نرم» به این معنی است که اکثر اعوجاج‌های مرتبه پایین (از جمله اعوجاج مرحله، برش) به اندازه اعوجاج «سخت» مزاحم یا خسته کننده به نظر نمی‌رسند.
• اعوجاج به تدریج شروع می شود و از دست دادن وضوح صدا به طور موثر به شنونده هشدار می دهد که محدودیت ها نزدیک می شوند، اما چندان مزاحم نیست.
• اعوجاج معمولاً در تقریباً هر سطح توانی قابل اندازه‌گیری است، اما از مرتبه پایینی برخوردار است (بیشتر هارمونیک‌های 2 و 3، با مقادیر کمی از هارمونیک‌های اضافی معمولاً نیز وجود دارد).
• بازخورد محدود عمدتاً به این دلیل است که ترانسفورماتور خروجی تغییر فاز را در فرکانس‌های پایین و بالا ایجاد می‌کند، بنابراین عمق بیشتر بازخورد کلی معمولاً بدون خود تحریکی امکان‌پذیر نیست. این منجر به (نسبتا) پهنای باند محدود می شود.
• امپدانس خروجی بالا به این معنی است که ضریب میرایی در تقویت کننده های توان به طور کلی بسیار ضعیف است. دستیابی به مقادیر امپدانس خروجی بسیار کم بسیار دشوار است.
• لوله ها دارای یک دی الکتریک کامل در داخل هستند (عموماً خلاء به علاوه میکا) که امکان خطی بودن ظرفیت خازن میلر را فراهم می کند، اما مشخص نیست که آیا این به مزایای شنیداری کمک می کند یا خیر.
• یک مرحله خروجی ناکارآمد که به تقویت‌کننده اجازه می‌دهد بلندتر از آنچه که واقعاً صدا دارد، بر اساس توان واقعی است. این ممکن است یک تناقض به نظر برسد، اما یک تقویت کننده لوله دارای یک خروجی "سازگار" است که به آن امکان می دهد نوسان ولتاژ بالاتری را برای بارهای امپدانس بالا (مانند توییتر در رزونانس) ارائه دهد.
• آنها کاملاً قابل اعتماد هستند و می توانند مدارهای کوتاه را بدون آسیب تحمل کنند، اما با مدارهای باز، نوسانات ولتاژ بالا می تواند در ترانسفورماتور خروجی ایجاد شود که می تواند باعث خرابی عایق در سیم پیچ های آن یا در سوکت های لامپ شود (اتصال کوتاه طبیعی است، مدارهای باز بد هستند. ).
• به طور کلی در برابر بارهای سنگین مانند بلندگوهای الکترواستاتیک کاملاً تحمل می کند.
• ارزش نوستالژیک شگفت‌انگیزی که به افراد اجازه می‌دهد کاستی‌ها را ببخشند و در واقع باور کنند که آمپ در واقع صدایی بهتر از حالت جامد واقعاً خوب دارد. آزمایش دوسوکور کافی معمولا حقیقت را آشکار می کند، مشروط بر اینکه امپدانس خروجی تقویت کننده حالت جامد برای مطابقت با امپدانس تقویت کننده لوله اصلاح شود!

ترانزیستورهای دوقطبی:

به طور پیش فرض، ترانزیستورهای دوقطبی مبدل جریان به جریان هستند. به این معنی که برای دستیابی به تغییرات در جریان خروجی از تغییرات جریان ورودی که کمتر از جریان خروجی است استفاده می کنند (به همین دلیل تقویت اتفاق می افتد). مجدداً باید از یک مقاومت یا بار دیگر برای تأمین ولتاژ خروجی استفاده شود. لازم به ذکر است که در برخی از مقالات می بینید که نویسنده اصرار دارد که ترانزیستورها با ولتاژ کنترل می شوند. با این حال، من معتقدم که این برخلاف واقعیت است. من همیشه با آنها به عنوان دستگاه های کنترل شده فعلی کار کرده ام و به این کار ادامه خواهم داد.

• ترانزیستورها نیز در محدوده محدودی نسبتاً خطی هستند، اما به دلیل ولتاژهای عملیاتی پایین تر، معمولاً در صورت نیاز به سیگنال با کیفیت بسیار بالا، حتی در مراحل پیش تقویت کننده، نمی توان از آنها در حلقه باز استفاده کرد.
• بهره تک ترانزیستوری بالا تا بسیار زیاد، به بازخورد محلی اجازه می دهد مدار را قبل از اعمال بازخورد عمومی خطی کند.
• در اکثر توپولوژی های بازخورد، اعوجاج به طور ناگهانی و بدون هشدار شروع می شود.
• اعوجاج کم یا بسیار کم است، مشروط بر اینکه هیچ برشی حاصل نشود. این امر هم هارمونیک های مرتبه پایین، مشابه تقویت کننده لوله و هم هارمونیک های مرتبه بالا ایجاد می کند که می تواند بسیار خسته کننده باشد.
• پهنای باند گسترده یا حتی بسیار گسترده است، همراه با تغییر فاز کم، عمدتاً به دلیل حذف ترانسفورماتور خروجی. پهنای باند گسترده آشکارا یک مزیت است، اما پاسخ فاز، از نظر ارزش کلی آن برای شنونده، بسیار قابل بحث است.
• به طور معمول، عمق زیادی از بازخورد کلی برای خطی کردن مرحله خروجی لازم است، به ویژه در نقطه تغییر ناحیه فعال عملکرد (0 V) از مراحل خروجی تقویت کننده های قدرت.
• به طور کامل وضعیت مدار باز بار را نادیده می گیرد، اما نیاز به محافظت در برابر آسیب آنی به دلیل اتصال کوتاه پایانه های خروجی دارد (مدارهای باز طبیعی هستند، اتصال کوتاه بد هستند، یعنی مخالف لامپ ها).
• ظرفیت میلر در ترانزیستورها یک دی الکتریک ناقص است و با ولتاژ اعمال شده تغییر می کند. ممکن است این دلیلی باشد که برخی از تقویت کننده های ترانزیستور می توانند در یک سطح ولتاژ خاص خود تحریک شوند ( انفجارهای کوچک خود تحریکی در شکل موج سیگنال، اما فقط بالاتر از یک ولتاژ معین در ترانزیستور). وضعیت دشوار است.
• عدم تحمل بارهای دشوار بدون انجام اقدامات قاطع برای اطمینان از پایداری. این می تواند پیچیدگی طراحی را به میزان قابل توجهی افزایش دهد.

ماسفت ها:

ماسفت ها مانند لوله ها مبدل های ولتاژ به جریان هستند و برای کنترل جریان خروجی نیاز به اعمال ولتاژ به گیت دارند. جریان خروجی مانند موارد قبلی توسط یک مقاومت یا بار دیگر به ولتاژ تبدیل می شود. در اینجا من در مورد ماسفت های ساید بای ساید (برای صدا) بحث می کنم و نه سوئیچینگ انواع. HEXFET و ماسفت های سوئیچینگ مشابه (ماسفت های عمودی) واقعاً برای حالت خطی مناسب نیستند و مکانیسم های خرابی جالبی دارند که فقط منتظر گاز گرفتن شما هستند. بنابراین، برای ماسفت های جانبی:

• مشابه اکثر نظرات در مورد ترانزیستورهای دوقطبی با تفاوت های زیر:
• شروع اعوجاج (برش) به اندازه ترانزیستورهای دوقطبی وحشی (معمولا) نیست، اما بسیار غیرمنتظره تر از لوله ها است. این تفاوت بسیار جزئی است و با خیال راحت می توان آن را نادیده گرفت.
• ممکن است مانند لوله ها یا ترانزیستورها خطی نباشد، به خصوص در نزدیکی منطقه قطع. تفاوت های زیادی بین انواع مختلف (جانبی/عمودی).
• کارآمدتر از لوله ها، اما نه به اندازه ترانزیستورهای دوقطبی. تقویت کننده ماسفت همیشه نوسان ولتاژ خروجی کمتری نسبت به تقویت کننده BJT (برای همان ولتاژ منبع تغذیه) دارد مگر اینکه از منبع تغذیه کمکی استفاده شود.
• بهره (معمولاً) بالاتر از لوله‌ها اما کمتر از BJT است، که استفاده از بازخورد محلی را محدود می‌کند و حتی بازخورد سراسری ممکن است اعوجاج BJT مانند را به ویژه برای ماسفت‌های عمودی از بین نبرد.
• اعوجاج کم (انواع انتهای جانبی)، اما برای ارائه بازخورد کافی برای حذف اعوجاج پله ممکن است در مراحل قبلی به سود بیشتری نیاز باشد.
• پهنای باند بسیار وسیع (بهتر از ترانزیستورهای دوقطبی) که نیاز به جبران کمتری دارد و در نتیجه قدرت کامل برخی از تقویت کننده ها تا 100 کیلوهرتز افزایش می یابد، اما این مقدار بحث برانگیز است.
• قابل اطمینان تر از ترانزیستورهای دوقطبی است و از عواقب خرابی ثانویه رنج نمی برد - می توان از فیوزها برای محافظت در برابر اتصال کوتاه استفاده کرد و نیازی به محافظت در برابر مدار باز نیست.
• بارهای سنگین را بدون پیچیدگی بیش از حد مدار تحمل کنید.

برای پیچیده تر کردن موضوع: همانطور که در بالا گفته شد، دو نوع اصلی ماسفت وجود دارد: نصب شده در کنار و عمودی. این به ساختار داخلی اشاره دارد. ماسفت های جانبی برای صدا خوب هستند (به پروژه شماره 101 مراجعه کنید)، اما ماسفت های عمودی (مانند HEXFET) برای سوئیچینگ با سرعت بالا طراحی شده اند و برای صدا مناسب نیستند. با وجود این، می توان با استفاده از HEXFET یک تقویت کننده با عملکرد خوب ساخت که توسط بسیاری از علاقه مندان و تولید کنندگان به دست آمده است.

به دلیل تفاوت هایی که در بالا ذکر شد، مقایسه لایک با لایک بسیار مهم است زیرا... هر کلاس نقاط قوت و ضعف خود را دارد. علاوه بر این، هر نوع تقویت کننده حالت جامد دارای جایگاه مخصوص به خود است که بدون در نظر گرفتن مشخصات، از بقیه بهتر عمل می کند. آمپلی فایرهای تیوب در میان خود شخصیت عجیبی هستند، به احتمال زیاد توسط طرفداران اختصاصی انتخاب می شوند که از هیچ چیز دیگری استفاده نمی کنند، در حالی که اکثر کاربران آمپلی فایر حالت جامد گروهی عملگرا هستند (یا باید باشند) و از مناسب ترین پیکربندی استفاده می کنند. کار در دست

در زمان نگارش این مقاله، چیزی به نام "سیم مستقیم تقویت شده" بسیار محبوب (اما گریزان) وجود ندارد. اما صبر کنید - بعداً در این مورد بیشتر ...

سرعت چرخش و مدولاسیون داخلی

یکی دیگر از جنبه های طراحی تقویت کننده، سرعت حرکت است. این اصطلاح کاملاً واضح نیست و پیامدهای احتمالی آن حتی کمتر است.

نوموگرام نرخ حرکت سیگنال

بسیاری از نویسندگانی که در مورد این موضوع نوشته‌اند، استدلال کرده‌اند که تقویت‌کننده‌ای با سرعت حرکت محدود، اعوجاج میان‌مدولاسیون سریع یا IMD را ایجاد می‌کند. در تئوری، این کاملاً درست است، مشروط بر اینکه نرخ slew به اندازه‌ای کم باشد که در باند فرکانس قابل شنیدن باشد (یعنی زیر 20 کیلوهرتز) و صدای پخش شده در چنین فرکانس‌های بالایی در سطح کافی باشد تا تقویت‌کننده را مجبور به قطع کردن کند.

نوموگرام زیر در تعیین نرخ حرکت مورد نیاز هر تقویت کننده مفید است، به طوری که قادر به بازتولید پهنای باند فرکانس مورد نیاز یک سیگنال صوتی بدون وارد کردن اجزای اعوجاج به دلیل نرخ ناکافی ناکافی است.

برای استفاده از این نوموگرام ابتدا حداکثر فرکانس را در ردیف بالا انتخاب کنید. مثلا 30 کیلوهرتز. سپس ولتاژ خروجی واقعی (پیک RMS * 1.414) را انتخاب کنید که تقویت کننده باید بتواند آن را بازتولید کند. برای آمپلی فایر 100 وات به 8 اهم، این 28 ولت یا 40 ولت است. اکنون مانند تصویر از میان این دو نقطه خط بکشید و نرخ حرکت را در ردیف پایین بخوانید. در این مثال 8 V/µs است. در واقع، این مقدار بسیار بالاتر از چیزی است که واقعاً مورد نیاز است، زیرا تقویت کننده نمی تواند موسیقی را با فرکانس 30 کیلوهرتز تقریباً با قدرت کامل بازتولید کند.

در 20 کیلوهرتز، تقویت کننده 100 وات ما به توان خروجی شاید تنها 10 وات (معمولاً بسیار کمتر) نیاز خواهد داشت و این فقط با دامنه ولتاژ خروجی حدود 12 ولت است. استفاده از یک نوموگرام با این ارقام نشان می دهد که سرعت کاملاً خواهد بود. افزایش کافی در حدود 2 V/μs. چنین تقویت کننده ای در اصطلاح گنجانده می شود. محدود کردن سرعت حرکت تمام توان در فرکانس‌های بالاتر از 10 کیلوهرتز یا بیشتر، تبدیل موج سینوسی ورودی به یک موج مثلثی که دامنه آن با افزایش فرکانس کاهش می‌یابد.

برخی استدلال می کنند که چنین تحریفی قابل شنیدن است و اگرچه تا حد زیادی ذهنی است، اما می تواند به روش های مختلف اندازه گیری شود. اینکه یک سیگنال صوتی معمولی ترکیب پیچیده ای از سیگنال ها است، معنای واقعی ندارد، زیرا تقویت کننده مفهوم ذاتی "پیچیدگی" ندارد، علاوه بر این، هیچ نظری در مورد تاریخ امروز یا رنگ زیرشلوار شما ندارد. در هر نقطه از زمان، مقدار آنی ولتاژ ورودی وجود دارد که باید دامنه آن افزایش یابد و جریان لازم برای راه اندازی بلندگو را تامین کند. تا زمانی که این ولتاژ ورودی آنقدر سریع تغییر نکند که تقویت کننده نتواند این تغییرات را دنبال کند، کاهش سیگنال جزئی (امیدوارم) غیرخطی‌های جزئی که اعوجاج را تشکیل می‌دهند، کم یا اصلاً وجود نخواهد داشت.

در حالی که این تئوری عالی است، بسیاری از تعصبات ریشه‌دار علیه تقویت‌کننده‌های «آهسته» وجود دارد. این که آیا آنها با سایر مواردی که محدودیت سرعت حرکت در کل محدوده قابل شنیدن ندارند تفاوت دارند یا خیر قابل بحث است. اندازه‌گیری این تفاوت‌ها آسان است، اما اگر از سیستم برای پخش موسیقی استفاده می‌شود که به سادگی دارای نرخ‌های افزایش یا افت بسیار بالایی نباشد، ممکن است مرتبط نباشند.

همانطور که در بالا نشان داده شده است، سرعت حرکت یک تقویت کننده معمولاً بر حسب ولت در میکروثانیه اندازه گیری می شود و اندازه گیری سرعتی است که خروجی تقویت کننده می تواند به سیگنال ورودی به سرعت در حال تغییر پاسخ دهد. امروزه تعداد کمی از تولیدکنندگان نرخ slew را مشخص می کنند (بیشتر به این دلیل که تعداد کمی از خریداران آن را درک می کنند)، اما این یک جنبه مهم از طراحی تقویت کننده است. همچنین درک این نکته مهم است که موسیقی هرگز حاوی سیگنال هایی نیست که قدرت کامل را در 10 یا 20 کیلوهرتز تولید می کند. به طور کلی پذیرفته شده است که دامنه بالای 1-2 کیلوهرتز حدود 6 دسی بل در هر اکتاو کاهش می یابد، بنابراین تقویت کننده 100 وات با خروجی پیک 40 ولت برای ارائه خروجی در 20 کیلوهرتز با دامنه بسیار بالاتر از 5 ولت مورد نیاز نیست. اوج. همیشه استثنا وجود خواهد داشت و پذیرفتن و برنامه ریزی برای حداقل پیک 10 ولت در 20 کیلوهرتز ایمن تر است. بیشتر ضرری نخواهد داشت، اما معمولاً تفاوت ها قابل شنیدن نیستند (البته با فرض تست دو سو کور).

همانطور که از موارد بالا می بینید، یک تقویت کننده (با هر پیکربندی) که قادر به تولید 28 ولت RMS در 20 کیلوهرتز (حدود 100 وات/8 اهم) است، به سرعت حرکت 4.4 ولت بر ثانیه نیاز دارد. این بدان معنی است که ولتاژ خروجی می تواند (در هر جهت) با نرخ 8 ولت در میکروثانیه تغییر کند. این به ویژه سریع نیست و، همانطور که باید باشد، به وضوح به ولتاژ خروجی بستگی دارد. نیازی به تقویت‌کننده‌های کم توان نیست که دارای سرعت حرکتی مشابه تقویت‌کننده‌های توان بالاتر باشد. هیچ نیاز واقعی برای هر تقویت کننده ای وجود ندارد که بتواند نرخ حرکتی بیشتر از آنچه ذکر شد داشته باشد، زیرا در حال حاضر به طور قابل توجهی بیشتر از حد لازم است. همه اینها قابل محاسبه یا اندازه گیری است.

دوبرابر کردن ولتاژ خروجی تقویت کننده (چهار برابر شدن توان) مستلزم دوبرابر شدن سرعت حرکت و بالعکس است، بنابراین یک آمپلی فایر 400 وات به نرخ انحراف 8.8 V/μs نیاز دارد، در حالی که یک تقویت کننده 25 W فقط به 2.2 V/μs نیاز دارد. این دلیل بسیار خوبی برای استفاده از یک تقویت کننده با توان کمتر برای توییترها در یک سیستم سه کاناله است، زیرا ... در صورتی که به تعداد زیادی ترانزیستور خروجی نیاز نداشته باشید، دستیابی به نرخ حرکت قابل قبول بسیار آسان تر است.

اساساً، اگر خروجی تقویت کننده نتواند به سیگنال ورودی به سرعت در حال تغییر پاسخ دهد، یک ولتاژ خطا در ترانزیستورهای مرحله دیفرانسیل ورودی ظاهر می شود که سعی می کند آن را اصلاح کند. مرحله دیفرانسیل یک تقویت کننده است، اما مهمتر از آن، یک تقویت کننده خطاها ، که تنها هدف آن حفظ ولتاژ یکسان در هر دو ورودی آن است. این اصل برای عملکرد یک تقویت کننده حالت جامد حیاتی است. خروجی جفت دیفرانسیل سیگنالی خواهد بود که معمولاً دارای ولتاژ و شکل موج جریان بسیار تحریف شده است، که از نظر قطبیت کاملاً متضاد با تمام اعوجاج انباشته شده در مراحل باقیمانده تقویت کننده است (این در مورد آپ امپلی فایر نیز صدق می کند).

نتیجه این است (یا فرض می شود) که سیگنالی که به ورودی معکوس می رسد یک کپی دقیق از سیگنال ورودی است. اگر این در واقعیت قابل دستیابی بود، پس تقویت کننده اصلاً اعوجاج نداشت. در واقعیت همیشه یک تفاوت جزئی وجود دارد و اگر مرحله افزایش ولتاژ یا هر مرحله دیگری وارد (یا نزدیک به) منطقه عملیات محدود با سرعت حرکت شود، تقویت کننده خطا (مرحله دیفرانسیل) دیگر نمی تواند این خطا را جبران کند.

هنگامی که این اتفاق می افتد، اعوجاج افزایش می یابد، اما مهمتر از آن، سیگنال ورودی فراتر از قابلیت های تقویت کننده و محصولات intermodulation به طور چشمگیری افزایش می یابد. اعوجاج میان مدولاسیون با این واقعیت مشخص می شود که یک سیگنال فرکانس پایین دامنه (و/یا شکل) سیگنال فرکانس بالا را تعدیل می کند و فرکانس های اضافی را تولید می کند که در سیگنال اصلی وجود ندارد. این همچنین زمانی رخ می دهد که تقویت کننده در حال قطع شدن است یا دارای اعوجاج متقاطع قابل اندازه گیری است.

به نظر اعوجاج عادی می رسد، اینطور نیست؟ این همچنین فرکانس هایی را ایجاد می کند که در منبع سیگنال اصلی وجود نداشت، اما تفاوت این است که اعوجاج هارمونیک هارمونیک ها را ایجاد می کند (از این رو نام آن است)، در حالی که اعوجاج میان مدولاسیون فرکانس هایی را ایجاد می کند که هیچ رابطه هارمونیکی با هیچ یک از فرکانس های اصلی ندارند. بلکه فرکانس های جدید حاصل جمع و تفاضل دو فرکانس اصلی است. (این افکت به طور گسترده در رادیو برای ایجاد یک فرکانس میانی که می توان از آن صدا، تصویر یا سایر سیگنال های دلخواه استخراج کرد استفاده می شود.) اصطلاح "هارمونیک" در اصل می تواند مترادف "موسیقی" باشد، در حالی که "غیر هارمونیک" را می توان از نظر ریاضی مشتق کرد اما به موسیقی مرتبط نیست ... اگر منظور من را می دانید.

هر زمان که جفت دیفرانسیل (تقویت کننده خطا) کنترل سیگنال را از دست بدهد، محصولات Intermodulation تولید می شوند، بنابراین پهنای باند تقویت کننده باید به اندازه کافی گسترده باشد تا اطمینان حاصل شود که این اتفاق برای هیچ سیگنال صوتی ورودی معمولی نمی افتد. در این روش هیچ مشکل یا مشکلی وجود ندارد و به راحتی می توان آن را در هر طراحی مدرن اجرا کرد. اگرچه از نظر موسیقی غیرواقعی است، اما بهتر است تقویت کننده بتواند قدرت کامل را در حداکثر فرکانس شنیداری (20 کیلوهرتز) تولید کند تا اینکه محدود کردن سرعت حرکت را در فرکانس پایین تر شروع کند.

دلیل اینکه من می گویم این در موسیقی امکان پذیر نیست این است که هیچ ساز شناخته شده ای وجود ندارد (غیر از یک سینت سایزر ضعیف) که قادر به بازتولید هر هارمونیک با توان کامل در 20 کیلوهرتز باشد، بنابراین در تئوری یک آمپلی فایر نباید بتواند آن را تکثیر کنید در واقع، ناتوانی در بازتولید توان کامل در فرکانس 20 کیلوهرتز به این معنی است که تقویت کننده ممکن است در هنگام پخش برخی از آهنگ های موسیقی مستعد درجاتی از اعوجاج میان مدولاسیون گذرا باشد. یا نه.

این مشکلی نیست که تقویت کننده های ساده با بازخورد کم یا بدون بازخورد را تحت تاثیر قرار دهد - آنها به جای جبران معایب مدارهای پیچیده تر با بازخورد کلی زیاد، اعوجاج هارمونیک کافی ایجاد می کنند. این واقعیت مینیمالیست‌ها را که اغلب معتقدان متعصب به نیاز به بازخورد در هر شرایطی هستند، آزار می‌دهد و آنها را به شنیدن تجهیزاتی سوق می‌دهد که در دهه 1950 بد تلقی می‌شدند.

پاسخ فرکانس و موارد دیگر

تعداد کمی از افراد معقول استدلال می‌کنند که اندازه‌گیری‌های پاسخ فرکانسی بی‌اهمیت یا بی‌ربط هستند و این اندازه‌گیری‌ها جزو ساده‌ترین اندازه‌گیری‌های مورد نیاز برای تقویت‌کننده موفق هستند. باز هم، سوبژکتیویست ها دوست دارند بخشی از مغز ما را نادیده بگیرند که پاسخ محدود را جبران می کند و به ما امکان می دهد به سادگی از صدای سیستم صوتی لذت ببریم. درست است که ما پاسخ فرکانسی کاهش یافته (یا مختل شده) را جبران می کنیم، اما لازم نیست اینطور باشد.

اگر به اندازه کافی به یک ساعت رادیویی گوش دهید، مغز باور خواهد کرد که باید اینگونه باشد و خود را بر این اساس تنظیم می کند. وقتی چیزی را می شنوید که در واقع پایین و بالا دارد، تعجب خود را تصور کنید. اولین واکنش این احساس خواهد بود که بیش از حد وجود دارد، اما دوباره مغز فرضیات لازم را انجام می دهد و پس از مدتی عادی به نظر می رسد.

اندازه‌گیری‌های استاندارد زیادی برای تقویت‌کننده‌ها وجود دارد که قبل از تصمیم‌گیری آگاهانه ضروری هستند (آیا اصلاً این تقویت‌کننده ارزش گوش دادن دارد؟). من واقعاً به این ایده اعتراض دارم که "مهم نیست اندازه گیری ها چه می گویند - عالی به نظر می رسد!" در واقعیت، این به ندرت اتفاق می افتد - اگر اندازه گیری های آمپر وحشتناک باشد، تقریبا همیشه وحشتناک به نظر می رسد. هیچ مکانی برای تجهیزات Hi-Fi وجود ندارد که به سادگی مطابق با استانداردهای اولیه نباشد و من هرگز تقویت کننده ای را نشنیده ام که در اسیلوسکوپ وحشتناک به نظر برسد، در اعوجاج سنج من بسیار وحشتناک باشد، اما صدای خوبی داشته باشد - نقطه! من برخی از آمپ‌ها را شنیده‌ام که در دسته صدای «جالب» قرار می‌گیرند - نه لزوماً بد، اما مطمئناً به هیچ وجه Hi-Fi نیستند. برای سوبژکتیویست "تری"، به نظر می رسد که "متفاوت" به معنای "بهتر" است، صرف نظر از هر گونه شواهدی در یک طرف یا طرف دیگر.

ساخت و سازهایی که باید اجتناب کرد

چند پروژه وجود دارد که باید به سادگی از آنها اجتناب کنید. دو مورد به طور خاص در اینجا نشان داده شده است، اما این بدان معنا نیست که دیگران وجود ندارند. دو مورد از پارامترهای زیر از تعدادی مشکلات رنج می برند که بزرگترین آنها پایداری حرارتی است. اولین طرحی که باید اجتناب شود در شکل نشان داده شده است. 14 در سمت چپ، در مقایسه با جفت مکمل Sziklai (در سمت راست)، اگرچه به هیچ وجه تنها یکی نیست. همانطور که می بینید، "مرحله افزایش خروجی" (خروجی 1) به سادگی مسیر بازخورد را در جفت مرکب از بین می برد و مقاومت های اضافی اضافه می کند. بهره مستقیماً با نسبت مقاومت های تقسیم کننده مقاومتی متناسب است، بنابراین با مقاومت های نشان داده شده در شکل با درجه بندی 220 و 100 اهم برابر با 3.2 است. مشکل این است که هم برای تقویت DC و هم AC اعمال می شود، بنابراین آبشار ناپایداری حرارتی خود را تقویت می کند. با توجه به امپدانس خروجی نسبتاً بالا، بهره واقعی کمتر از بهره محاسبه شده خواهد بود.

چرا کسی باید زحمت بکشد؟ این استیج این مزیت را دارد که تقویت می شود، بنابراین می تواند مستقیماً توسط یک آپ امپ هدایت شود که خروجی آن معمولاً خیلی کم است و برای این کار کافی نیست. چندین آمپلی فایر با این مرحله خروجی در طول سال‌ها ساخته شده‌اند و همه چیزهایی که من دیده‌ام از نظر حرارتی ناپایدار بوده و برخی نیز با پایداری فرکانس بالا مشکل داشته‌اند. از آنجایی که بازخورد محلی در مرحله خروجی با مقدار بهره اعمال شده کاهش می یابد، اعوجاج به طور قابل توجهی بیشتر از یک جفت مکمل معمولی است (به عنوان مثال). در مدارهای فوق، مرحله بهره حلقه باز دارای 4% اعوجاج، در حالی که مرحله جفت مکمل کمتر از 0.1% اعوجاج دارد. این به یک بار 8 اهم شبیه سازی شد. در واقع، تفاوت در سطح اعوجاج معمولاً بیشتر از این است و مرحله بهره اعوجاج حتی بالاتری را نشان می‌دهد. برای خطی کردن یک مدار به اندازه ای که قابل استفاده باشد نیاز به بازخورد منفی زیادی دارد. همانطور که در بالا ذکر شد، امپدانس خروجی نیز بسیار بالاتر از جفت مکمل است.

اگر مدار توسط یک آپ امپ هدایت شود، بهره بالای آپ امپ خطی شدن مرحله خروجی را تضمین می کند، اما ناپایداری فرکانس بالا همچنان یک مشکل باقی می ماند. می توان آن را حل کرد، اما معمولاً چندین مدار تثبیت کننده RF مورد نیاز است. چنین دستگاه هایی، به عنوان یک قاعده، به راحتی به خود تحریک می شوند زیرا حاشیه فاز ضعیفی دارند (تفاوت بین تغییر فاز واقعی و 180 درجه که در آن تقویت کننده شروع به خود تحریکی می کند).

با این حال، هیچ درمان ساده ای برای ناپایداری گرما وجود ندارد. یک ترانزیستور قادر به جبران کامل جابجایی جریان ساکن نیست و جفت دارلینگتون بیش از حد جبران می کند. در حالی که مطمئناً ایجاد یک مدار ترکیبی که کار می کند امکان پذیر است، پیچیدگی آن با یک مرحله خروجی که حتی در بهترین زمان ها بهترین عملکرد را ندارد توجیه نمی شود.

سال ها پیش یک پارودی دیگر منتشر شد و خوشبختانه سال هاست که دیگر آن را ندیده ام. من تقریباً هیچ تمایلی به انتشار این نمودار نداشتم در صورتی که کسی فکر می کرد ایده خوبی است. این ایده خوبی نیست و هرگز هم نبوده است. باز هم، ناپایداری حرارتی یک مشکل عمده بود، و علاوه بر این، ناپایداری با فرکانس بالا نیز وجود داشت. ایده این بود که از پایه های قدرت آپ امپ برای راه اندازی ترانزیستورهای خروجی استفاده شود. هنگامی که تقویت کننده عملیاتی بر روی بار کار می کند، جریان تغذیه آن از چند میلی آمپر در حالت بیکار تا 20-30 میلی آمپر (بسته به تقویت کننده عملیاتی) تغییر می کند. نمودار نمونه ای از این بدبختی در زیر نشان داده شده است.

اگر به اندازه کافی خوش شانس هستید که این نمودار (یا هر یک از انواع آن) را در هر جایی ببینید، فوراً چشمان خود را از آن دور کنید :-). به یاد دارم که حدود 30 سال پیش یا بیشتر با آن دستکاری کردم و اگرچه می‌توانست آن را تا حد معقولی پایدار کند (به جز ناپایداری فرکانس بالا)، تنها راه برای دستیابی به پایداری حرارتی استفاده از مقاومت‌های با ارزش نسبتاً زیاد در امیترهای ترانزیستورهای خروجی بود. این قدرت خروجی مدار را محدود می کند، اما همچنان قادر به رانندگی هدفون است. از آنجایی که مدارهای بسیار برتر از این وجود دارد (از جمله اپ امپ های ارزان و شاد با قدرت بالا)، دلیلی وجود ندارد که آن را چیزی جز یک حقه برای سرگرمی خود در نظر بگیرید.

لطفاً توجه داشته باشید که مقادیر نشان داده شده در این نمودارها فقط برای اهداف نمونه هستند. من نمی توانم تضمین کنم که یک تقویت کننده مبتنی بر آپمپ همانطور که نشان داده شده است عمل کند - نمودار فقط برای نشان دادن مفهوم کلی وجود دارد. از آنجایی که اکیداً توصیه می‌کنم از این توپولوژی دور بمانید، پیشنهاد نمی‌کنم زمان صرف کنید تا مطمئن شوید مدار مطابق شکل کار می‌کند.

بیشتر خواندن

برای مطالعه بیشتر، می توانم سایت داگلاس سلف و به ویژه "علم و ذهنیت در صدا" و همچنین مقاله خود را در مورد "کابل ها، اتصالات و چیزهای دیگر - حقیقت" توصیه کنم. همچنین مقاله ای با عنوان "صدای تقویت کننده - چه تاثیری بر آن دارد؟" وجود دارد. "، که کمی عمیق تر به اندازه گیری و ویژگی های ذهنی تقویت کننده ها می رود و چند آزمایش جدید ارائه می دهد که می توانند اعمال شوند.

ترانزیستورهای مرحله خروجی تقویت کننده های توان فرکانس صوتی (UMPA) (در بیشتر موارد این یک دنبال کننده امیتر مرکب است، مانند شکل 1) در حین کار، ولتاژ پایه امیتر ترانزیستورها و جریان آبشار گرم می شوند. تغییر نقطه عملیاتی بازگشت به نقطه عملکرد بهینه، که در آن حداقل اعوجاج ایجاد می شود، توسط یک مدار بازخورد با تغییر بایاس ولتاژ بایاس U بسته به وضعیت سنسورهای دما نصب شده روی رادیاتور انجام می شود. ولتاژ بایاس باید به دقت دمای محل اتصال pn دو یا چند ترانزیستور خروجی را ردیابی کند. اغلب این با دقت کافی و حتی با تاخیر زیاد اتفاق نمی افتد، زیرا ثابت زمانی مدار: اتصال pn - بدنه ترانزیستور - رادیاتور - سنسور دما می تواند به چند ده ثانیه برسد! بنابراین، هنگام تقویت یک سیگنال واقعی، بیشتر اوقات مرحله خروجی برای نقطه عملیاتی بهینه "جستجو" می کند، به این معنی که با بایاس کم یا بیش از حد و با افزایش اعوجاج گذرا کار می کند! در طراحی های آماتور، نصب نادرست سنسور دما یک اشتباه رایج است و حتی می تواند منجر به گرم شدن بیش از حد ترانزیستورهای قدرتمند و خرابی حرارتی آنها شود.

در کتاب معروف داگلاس سلف "طراحی یک UMZCH" حدود 60 صفحه به مشکل جبران حرارتی بهینه و انتخاب مکان برای نصب سنسورهای حرارتی اختصاص داده شده است که پس از مطالعه آن مشخص می شود که فقط می توان مشکل را کاهش داد، اما نه. حل کرد.

سنسورهای حرارتی را می توان در صورتی که جریان به شدت در نقطه عملیاتی با وارد کردن بازخورد جریان منفی عمیق (NFE) به مرحله خروجی تثبیت شود، رها کرد. چنین بازخوردی علاوه بر تثبیت جریان ساکن، اجرای حالت super-A (Non Switching) را با ترانزیستورهای خروجی غیر قابل تعویض (و با حداقل اعوجاج سوئیچینگ) امکان پذیر می کند. OOS همچنین خطی بودن مرحله خروجی را بهبود می بخشد و وابستگی این خطی بودن را نه تنها به پارامترهای ترانزیستورهای خروجی قدرتمند (به دور از ایده آل)، بلکه حتی به نوع ترانزیستور مورد استفاده (افکت میدان یا دوقطبی) کاهش می دهد.

اجازه دهید عبور یک سیگنال در یک UMZCH استاندارد را در نظر بگیریم (شکل 1 را ببینید). پس از تقویت کننده ولتاژ، سیگنال وارد دنبال کننده امیتر خروجی ساخته شده بر روی ترانزیستورهای مکمل می شود و در واقع به نیمه موج های مثبت و منفی تقسیم می شود و هر نیم موج به طور جداگانه (و متاسفانه ناپایدار) توسط ترانزیستورهای خروجی در جریان تقویت می شود. . اکنون مشخص می شود که برای اصلاح وضعیت، باید مشکل زیر را حل کنید: سیگنال را با حرارت به دو نیم موج تقسیم کنید، سپس آنها را در کانال های مربوطه تقویت کنید (با اضافه کردن یک جریان ساکن)، و سپس جمع کنید. آنها در خروجی!

بنابراین، طرح حل مسئله در شکل 2 نشان داده شده است. سیگنال ورودی با استفاده از اسپلیتر روی دیودهای VD1 و VD2 به نیمه موج های مثبت و منفی تقسیم می شود، سپس بایاس جریان I بایاس (سکوت) مورد نظر به هر نیم موج اضافه می شود. سپس مجموع جریان‌های Isign و Ibias توسط تقویت‌کننده‌های توان تک قطبی و پایدار حرارتی با بازخورد جریان عمیق (تقویت‌کننده‌های X و Y) تقویت می‌شود. جریان های خروجی تقویت کننده ها به بار اعمال می شود و جریان های سیگنال جمع می شوند و جریان های بایاس (سکوت) کم می شوند و سیگنال خروجی مشابه ورودی است.

جالب است که ایده تقویت مجزای نیم امواج سیگنال توسط من مهندس جوان بیش از چهل سال پیش (!) در مقاله فوق العاده پیتر بلوملی در مجله Wireless World، فوریه-مارس 1971 مورد توجه قرار گرفت. "رویکردی جدید برای طراحی مدار تقویت کننده کلاس B." (به هر حال - شکل 1 کپی دقیقی از نقاشی این مقاله است!) سپس، برای سال‌ها، در مقالات و کتاب‌ها (حتی در کتاب داگلاس سلف) به این ایده اشاره شده بود مانند "یک ایده، اما هنوز کاربرد تجاری پیدا نکرده است. همچنین جالب است که 19 سال بعد، در مجله رادیو شماره 12 برای سال 1990، صفحات 62-64، مقاله ای از آقای G. Bragin ظاهر شد، جایی که او به طور مستقیم به حل مشکل ایجاد یک UMZCH بدون حرارت نزدیک شد. سنسورها، اما مشکل پایداری جریان ساکن ورودی حل نشده باقی ماند و طرح او فراموش شد ... پس از 31 سال - در سال 2002، حتی یک حق ثبت اختراع توسط رفیق ظاهر شد (به دلایلی). ژبانوا V.I. در مورد این موضوع SU2189108 "تقویت کننده فشار کش بسیار خطی و دستگاهی برای جداسازی سیگنال به دو نیم موج"، اما دوست مفهوم ایده را کاملا متوجه نشد و مدارهای واقعی را ارائه نکرد ...

بنابراین، بیایید یک گزینه ممکن برای ساخت یک تقویت کننده نیمه موج پایدار حرارتی با بازخورد جریان عمیق (به عنوان مثال، آمپر X) در شکل 3 در نظر بگیریم. این در واقع یک مدار معروف ITUN (تقویت کننده جریان کنترل شده با ولتاژ) است. ولتاژها در نقاط A و B (نسبت به نقطه C) با یکدیگر برابر هستند و هر چه دقیق تر، بهره تقویت کننده op-amp1 بیشتر باشد، بنابراین، طبق تئوری تقویت کننده های فیدبک، تمام ناپایداری ها در نقاط تحت پوشش این اتصال (و اینها ضریب انتقال و جابجایی ولتاژها در اتصالات p-n ترانزیستورها با ناپایداری دمایی آنها هستند)، تأثیر کمی بر دقت جریان خروجی مطابق با ولتاژ ورودی دارد! بنابراین، اگر یک ولتاژ نیمه موج مثبت با بایاس به ورودی چنین تقویت‌کننده‌ای اعمال کنیم، در خروجی یک جریان خروجی و یک جریان بایاس (سکوت) مستقل از دما و پارامترهای عنصر تقویت‌کننده به دست خواهیم آورد. تثبیت حرارتی نقطه عملیاتی است.

بیایید گزینه های ممکن برای ایجاد یک UMZCH با استفاده از این تقویت کننده اصلی ITUN را در نظر بگیریم - شکل. 4،5،6.

همانطور که می بینید، خروجی های تقویت کننده های نیم موج مثبت و منفی را می توان به صورت موازی متصل کرد - همانطور که در شکل 4 نشان داده شده است، به صورت متقابل - مانند شکل 5، یا به صورت سری (برای ترانزیستورهای یکسان) - همانطور که در شکل 4 نشان داده شده است. شکل 6. جریان های خروجی در سرتاسر بار جمع می شوند و سیگنال ورودی را بازتولید می کنند. از شکل ها مشخص می شود که چگونه ولتاژهای ورودی Vsign+ و Vsign را برای تقویت کننده های نیمه موج به ورودی های آنها اعمال کنیم. آنها باید از ژنراتورهای جریان Ibias و Isign تامین شوند و با استفاده از مقاومت های R1 و R3 در مدار شکل 4 "پیوند" شوند: - به بار Rн، در مدار شکل 5 - به منابع برق و در مدار از شکل 6 - هم آنجا و هم اینجا. برای شکل 6، وارونگی لازم با استفاده از یک آینه جریان در T1 و T2 انجام می شود. توجه داشته باشید که در مدارهای شکل 4 و 6، بازخورد منفی اضافی زمانی رخ می دهد که جریان ورودی از مقاومت بار Rн عبور کند.

بیایید به سراغ شکل دهنده های نیم موج ولتاژ ورودی - اسپلیترها برویم. در مدار نشان داده شده در شکل 4، ساده ترین نسخه های اسپلیتر قابل استفاده هستند - روی دیودها یا روی پیروان امیتر - آنها در شکل های 7 و 8 نشان داده شده اند.

هنگام استفاده از تقویت کننده ولتاژ ورودی با خروجی جریان مطابق نمودار در شکل 7، برای عملکرد "صحیح" دیودها، ولتاژ مسدود کننده حداقل 250 میلی ولت مورد نیاز است. اگر این کار انجام نشود، جریان از طریق دیودهای VD1-VD3 و VD2-VD4 برابر با نصف جریان مستقیم ترانزیستورهای خروجی تقویت کننده ولتاژ VT1 و VT2 خواهد بود، اما ما به این نیاز نداریم. ولتاژ مسدود کننده با استفاده از تقسیم کننده های ولتاژ پایدار Vbias - R4-R5 (R7-R6) به دست می آید. برای اینکه این افست با عملکرد op-amp1 (op-amp2) "تداخل" نکند، لازم است دقیقا همان ولتاژ را با استفاده از تقسیم کننده R8-R10 (R9-R11) در ورودی منفی آن کم کنید. در مرحله بعد، توجه می کنیم که هنگامی که سیگنالی به چنین شکاف دهنده ای در یک موج منفی اعمال می شود، دیود VD2 بسته می شود و به منظور حفظ حداقل جریان کانال بیکار Imin (نمودار جریان را در شکل 9 ببینید)، ما لازم را اعمال می کنیم. تعصب به ورودی مثبت op-amp1 از طریق مقاومت R2. در کانال دیگر، حداقل جریان توسط مقاومت R3 تامین می شود. برای به دست آوردن بایاس پایدار و قابل تنظیم مورد نیاز برای انتخاب نقطه عملکرد اسپلیتر، جریان خروجی پایدار تقویت کننده ولتاژ را از مقاومت برش R1 عبور می دهیم. این بایاس، همراه با حداقل جریان های Imin، جریان ساکن قابل تنظیم Iok را برای ترانزیستورهای خروجی (به طور همزمان برای هر دو بازو) تنظیم می کند. برای اینکه مقاومت های تقسیم کننده R8-R10 (R9-R11) را با دقت زیاد انتخاب نکنید و ولتاژ جابجایی غیر صفر را در ورودی تقویت کننده های OU1 و OU2 در نظر بگیرید، توصیه می شود مقاومت های R1، R2 و R3 بسازید. تریمرها و از آنها برای تنظیم جریان Imin و Iok استفاده کنید.

شکاف ترانزیستور نشان داده شده در شکل 8 به طور مشابه عمل می کند، فقط مقاومت ورودی آن، به عنوان دنبال کننده امیتر، بسیار بالاتر است، بنابراین مراحل خروجی تقویت کننده ولتاژ را بارگذاری نمی کند و بهره بیشتری را برای آنها فراهم می کند.

باید گفت که در ساده ترین دنبال کننده امیتر، مانند شکل 8، در یک دامنه سیگنال بزرگ، ترانزیستورهای راست VT5 و VT6 بسیار بیشتر از VT3 و VT4 سمت چپ گرم می شوند، زیرا با ولتاژ تغذیه بالا در گرد آورنده. بنابراین هیچ انتقال پایدار حرارتی ولتاژ بایاس از مقاومت R1 به مقاومت های R4 و R5 وجود نخواهد داشت و در اینجا بهتر است از یک تکرار کننده مبتنی بر آینه جریان ویلسون استفاده شود که این اثر را ندارد.

بیایید یک مدار تقویت کننده واقعی را در نظر بگیریم (با توجه به ساختار شکل 7) - شکل 10.

تقویت کننده ولتاژ طبق طرح کلاسیک ساخته شده است: یک مرحله دیفرانسیل (VT1، VT2)، یک آبشار با OB (VT6)، بارگذاری شده روی یک آینه جریان (VT4، VT5)، سپس آبشار OK (VT9) و OB (VT8) . بهره بالا و جریان خروجی 4 میلی آمپری پایدار را فراهم می کند. سپس از طریق یک اسپلیتر روی دیودهای VD4-VD7، نیم امواج سیگنال به مراحل دیفرانسیل در VT10-VT13 (VT14-VT17) و سپس به دنبال کننده های امیتر در VT18-VT20-VT22-VT23 (VT19-VT) ارسال می شود. -VT24-VT25). قدرت برای مراحل دیفرانسیل از مدار تقویت ولتاژ در R32-C6-VD8 - به علاوه 9V و R33-C7-VD9 - منهای 9V گرفته می شود. بازخورد به پایه های VT13 (VT15) از مقاومت های امیتر ترانزیستورهای خروجی قدرتمند VT22-VT25 تامین می شود، بنابراین مدار برابری ولتاژهای روی آنها (با در نظر گرفتن بایاس برای مسدود کردن دیودها) و مقاومت های ورودی R17 نظارت می کند. /R18 و R19/R20 (با توجه به مدار در شکل .7). برای تقویت‌کننده‌های با توان بیش از 80 وات، استفاده از حداقل دو ترانزیستور قدرتمند در هر بازوی خروجی توصیه می‌شود، بنابراین در این مدار فیدبک با استفاده از مقاومت‌های جمع‌کننده، جریان متوسط ​​معینی از ترانزیستورهای VT22، VT23 (VT24، VT25) را کنترل می‌کند. R42 و R38 (R43 و R39).

مدار نسبت به امواج ولتاژ تغذیه حساس نیست. این کاملاً از منابع ولتاژ ناپایدار از +/- 20 ولت تا +/- 60 ولت کار می کند. دامنه ولتاژ خروجی فقط 3.5 ولت کمتر از ولتاژ تغذیه است. برای مثال، با منبع تغذیه +/- 45 ولت، توان خروجی 80/140 وات در بار 8/4 اهم است. نرخ حرکت ولتاژ خروجی 70 V/µS است، پهنای باند سیگنال کامل 300 کیلوهرتز است، امپدانس خروجی حدود 0.005 اهم در فرکانس‌های تا 50 کیلوهرتز است، اعوجاج غیر خطی حتی در 20 کیلوهرتز کمتر از 0.003٪ در فرکانس کامل است. قدرت! ترانزیستورهای خروجی به راحتی ولتاژ خروجی نوسان کامل 200 کیلوهرتز را کنترل می کنند! مدار در کلاس super-A کار می کند (نمودار جریان در شکل 9 نشان داده شده است) با حداقل جریان و جریان ساکن به ترتیب 30 میلی آمپر و 120 میلی آمپر (برای هر ترانزیستور خروجی). این جریان ها با دقتی بهتر از 10 درصد برای هر دمایی از ترانزیستورهای خروجی حفظ می شوند. جریان ها باید بدون سیگنال و بدون بار به ترتیب زیر تنظیم شوند: ابتدا مقاومت R14 را که جریان ساکن را تعیین می کند، اتصال کوتاه می کنیم و با مقاومت های R22 و R23 ولتاژ 10 میلی ولت را روی مقاومت های امیتر تنظیم می کنیم. R42 و R43 (0.33 اهم) در هر دو بازو - اینها حداقل جریان 30 میلی آمپر هستند. سپس با استفاده از مقاومت R14، ولتاژ را روی همان مقاومت ها روی 40 میلی ولت قرار می دهیم. این مربوط به جریان ساکن 120 میلی آمپر است. سپس با یک بار و یک سیگنال، روی همان مقاومت ها شکل صحیح جریان ها را مطابق با نمودارهای شکل 9 بررسی می کنیم. هنگامی که بار اتصال کوتاه می شود، جریان خروجی توسط LED های HL3 و HL4 با ولتاژ 1.7 ولت در 8 آمپر محدود می شود.

به هر حال، این مدار یک "پاداش" جالب دارد - مداری متشکل از یک خازن 220 μF و یک مقاومت Roc، از 390 اهم تا 4.7 کیلو اهم، نصب شده بین امیترهای VT5 و VT9 (اتصال در نمودار با نشان داده شده است. یک خط چین) مقاومت خروجی آمپلی فایر را به منفی تبدیل می کند!!! در Ros = 390 اهم، مقاومت خروجی منهای 0.35 اهم، در 620 اهم - منهای 0.22 اهم، در 1.1 کیلو اهم - منهای 0.11 اهم است، و این مقاومت در کل باند صوتی ثابت است در حالی که سایر پارامترهای تقویت کننده حفظ می شود! فرصت خوبی برای دوستداران آکوستیک برای آزمایش سیم های آکوستیک گران قیمت یا جبران کننده های مقاومت برای سیم های "بد" است.

همچنین جالب است که مدار با مدار استاندارد "کلاسیک" با جبران حرارتی فقط در قسمت میانی کوچک متفاوت است - از دیودهای VD4-VD7 تا ترانزیستورهای VT18-VT19، به این معنی که می توان بسیاری از تقویت کننده های آماده را به راحتی تغییر داد. دور انداختن سنسورهای حرارتی و افزایش قابلیت اطمینان و کیفیت صدا. شکل 11 نسخه دیگری از مدار تقویت کننده اصلاح را نشان می دهد که ساده تر و مقرون به صرفه تر است، اما پارامترهای تقویت کننده مشابه نسخه قبلی را ارائه می دهد.

مدار در شکل 10 با ترانزیستورهای خروجی اثر میدانی نیز کار می کند، فقط برای شارژ مجدد ظرفیت گیت بزرگ ترانزیستورهای قدرتمند مانند IRFP240 - IRFP9240، یک دنبال کننده امیتر قدرتمندتر از VT18، VT19 مورد نیاز است. مدار اصلاح شده در شکل 12 ارائه شده است و جهانی نامیده می شود، زیرا در ترانزیستورهای اثر میدان دقیقاً همان پارامترهایی را دارد که با ترانزیستورهای دوقطبی دارد، فقط نرخ افزایش ولتاژ خروجی کمی کمتر است (50 V / μS). که، با این حال، برای UMZCH "با وفاداری بالا" کاملاً کافی است.

مدار یک آمپلی فایر کاملا متقارن و قادر به کار به عنوان تقویت کننده عملیاتی با ولتاژ تغذیه +/- (6 - 60) ولت و جریان خروجی 10 آمپر در شکل 13 نشان داده شده است.

استفاده از اسپلیتر در این مدار بر روی پیروان امیتر با مقاومت ورودی بالا، همانطور که در شکل 8 نشان داده شده است، استفاده از ساده ترین تقویت کننده های دیفرانسیل را در ترانزیستورهای مکمل با بهره بالا (h21 بیش از 500) در ورودی ممکن کرد (VT1). -VT5 و VT2-VT6) و مدارهایی با پایه مشترک روی VT7 و VT8. جریان های ورودی با چنین گنجاندن آبشارهای دیفرانسیل با تفاوت در جریان پایه ترانزیستورهای مکمل تعیین می شود و در مقادیر نزدیک h21 به صدها نانو آمپر می رسد، که امکان انجام بدون خازن در مدار OOS یا بدون ورودی را فراهم می کند. ظرفیت خازنی، و از مدار به عنوان یک UPT قدرتمند استفاده کنید!

در اینجا، پس از یک شکاف بر روی ترانزیستورهای VT9...VT14، هر دو نیم موج سیگنال به تقویت کننده های پایدار حرارتی در VT15 - VT22 تغذیه می شوند. برای چنین تقویت کننده هایی، حفظ برابری جریان از طریق ترانزیستورهای VT16، VT20 و VT17، VT21 مهم است، زیرا آنها ولتاژهای ورودی تقویت کننده (در مقاومت های R19 و R20) و ولتاژهای خروجی در مقاومت های امیتر ترانزیستورهای خروجی قدرتمند را مقایسه می کنند. . البته گزینه ایده آل در اینجا استفاده از جفت ترانزیستورهای منطبق با h21 و Vbe نزدیک است، مانند KR159NT1 و KTS3103، با این حال، استفاده طولانی مدت از ترانزیستورهای BC546C/BC556C در چنین مدارهایی مناسب بودن کامل آنها را نشان داده است. توصیه می شود ترانزیستورها را از همان دسته بردارید و آنها را کنار هم روی تخته قرار دهید یا آنها را به هم بچسبانید). تمرین نشان داده است که چنین مداری حداقل ولتاژ را حفظ می کند، به عنوان مثال، 10 میلی ولت (Imin = 30 میلی آمپر) و ولتاژ ساکن 40 میلی ولت (Iquiescent = 120 میلی آمپر) با دقت 10٪ در هر دمای ترانزیستورهای قدرتمند! ژنراتورهای جریان پایدار در VT15، VT19 و VT18، VT22، با تنظیم مقاومت های R23 و R29، به شما امکان می دهند حداقل جریان را برای ترانزیستورهای پرقدرت تنظیم کنید. جریان توصیه شده برای حالت "Super A" 30/120 میلی آمپر است. مرحله خروجی که در بالا توضیح داده شد دارای نرخ حرکت 120 V/μS است.

کل آمپلی فایر قادر است از 8 هرتز تا 450 کیلوهرتز با توان کامل کار کند. نرخ حرکت ولتاژ خروجی 80 V/µS است. یک موج مربع شکل ایده آل با نوسان 60 ولت تا فرکانس 200 کیلوهرتز! امپدانس خروجی کمتر از 10 میلی اهم در کل محدوده صدا! اعوجاج هارمونیک کمتر از 0.01٪ حتی در 20 کیلوهرتز و قدرت کامل! هنگام محدود کردن سیگنال، هیچ اضافه‌ای وجود ندارد! دامنه ولتاژ خروجی 3.5/4 ولت کمتر از ولتاژ تغذیه برای بار 8/4 اهم است، بنابراین، با ولتاژ تغذیه، به عنوان مثال، +/- 45/40 V (بدون و با بار)، خروجی قدرت همانند مدارهای شکل 10 است، همچنین 80/140 وات برای بار 8/4 اهم.

طرفداران استفاده از تقویت کننده های عملیاتی ممکن است به مدار شکل 14 علاقه مند شوند که مطابق ساختار شکل 7 نیز ساخته شده است.

جریان ساکن و حداقل جریان ترانزیستورهای خروجی به ترتیب با استفاده از مقاومت های برش R13 و R18، R21 تنظیم می شوند. مدار برای ترانزیستورهای اثر میدانی و دوقطبی یکسان است! (اتصال ترانزیستورهای دوقطبی در شکل 15 نشان داده شده است). تمام پارامترها توسط ویژگی های تقویت کننده های عملیاتی مورد استفاده محدود می شوند. برای OPA2134: ولتاژ تغذیه +/- (20-50) ولت، پهنای باند 8 هرتز-200 کیلوهرتز، نرخ چرخش - 40 V/µS با فیلتر ورودی 1kOhm/300pF. دامنه ولتاژ خروجی 2.5/3.5 ولت کمتر از ولتاژ تغذیه است - برای بار 8/4 اهم و برای هر ترانزیستور! صفر در خروجی کاملاً حفظ می شود. امپدانس خروجی کمتر از 5 میلی اهم! مدار همچنین می تواند به عنوان یک تقویت کننده عملیاتی (و همچنین به عنوان یک تقویت کننده معکوس) استفاده شود. متأسفانه، اعوجاج غیر خطی با افزایش فرکانس تا 0.05٪ در 20 کیلوهرتز به شدت افزایش می یابد و زمانی که سیگنال قطع می شود، بیش از حد ظاهر می شود، بنابراین من آن را برای تقویت کننده های با کیفیت بالا توصیه نمی کنم. آزمایش‌هایی با ریزمدارهای پیشرفته‌تر که آماتورهای رادیویی می‌خواهند انجام دهند ممکن است به نتایج مثبتی منجر شود.

برای پیاده سازی مدارهایی با ساختار نشان داده شده در شکل 5 (همچنین توسط پیتر بلوملی در سال 1971 پیشنهاد شد)، تقسیم کننده های کنترل جریان مورد نیاز است. به جای مدار شکاف بایاس دیود که نویسنده استفاده کرده است، بیایید مدار شکاف را با استفاده از آینه های جریان در نظر بگیریم که مدار و نمودارهای عملکردی آن در شکل 16-17 نشان داده شده است.

در چنین مداری علاوه بر شکاف، می توانید بلافاصله حداقل و جریان های ساکن را تنظیم کنید! بیایید دو آینه جریان ویلسون را روی جفت ترانزیستورهای مکمل و همسان روشن کنیم، امیترهای ترانزیستورهای چپ VT1 و VT2 را زمین کنیم و جریان ورودی Isign را روی امیترهای راست VT4 و VT5 اعمال کنیم. جریان های خروجی Iout1 و Iout2 در کلکتورهای VT3 و VT6 جریان دارند. آنها مجموع جریان ها هستند: 1/2 Isign +Iok1+Imin1 و 1/2 Isign +Iok2+Imin2. نمودارهای فعلی در شکل 17 نشان داده شده است. اسپلیتر کنترل شده با جریان نشان داده شده در شکل 16-1 دارای پاسخ فرکانسی عالی، خطی بودن بالا در طیف وسیعی از جریان های ورودی، تقارن کافی و امپدانس خروجی بالا مورد نیاز در مدارهای شکل 4-6 است! یک اسپلیتر با کنترل ولتاژ (شکل 16-2) با مقاومت ورودی بالاتر، پاسخ فرکانس بدتر و خطی بودن مشخص می شود، با این حال، با معرفی OOS از خروجی تقویت کننده به مقاومت امیتر Re، همه ویژگی ها قابل قبول می شوند. طرح های ممکن برای ساخت ITUN (برای تقویت کننده نیمه موج مثبت) در شکل 18 - 21 نشان داده شده است.

مدار واقعی با یک تقسیم کننده جریان مطابق شکل 19 در شکل 22 نشان داده شده است

ولتاژ خروجی فقط 1-1.5 ولت کمتر از ولتاژ تغذیه است! نرخ نوسان ولتاژ خروجی 100 V/µS در پهنای باند 600 کیلوهرتز (بدون فیلتر ورودی R1-C2). امپدانس خروجی کمتر از 5 میلی اهم تاخیر سیگنال 300 nS. تقویت کننده می تواند ولتاژ خروجی کامل برای امواج سینوسی و مربعی با فرکانس 150 کیلوهرتز را تحمل کند و همچنین در هنگام اتصال کوتاه بار و زمانی که تنها یک ولتاژ تغذیه تامین می شود نمی سوزد! جریان های ساکن و حداقل 30/120 میلی آمپر در خود اسپلیتر (مقاومت های R18، R19، R22، R23) ذاتی هستند، اما برای اجرای آنها، باید جریان های صفر (اولیه) تقویت کننده های خروجی ITUN را با استفاده از مقاومت های R25 تنظیم کنید. و R34. در چنین جریان هایی، کیلوگرم حتی در فرکانس 20 کیلوهرتز و توان 80 وات / 8 اهم کمتر از 0.01٪ است.

یک مدار ساده و قابل اعتماد با یک تقسیم کننده جریان و یک تقویت کننده عملیاتی مطابق شکل 21 در شکل نشان داده شده است. 23

در اینجا حالت super-A با جریان 30/100 میلی آمپر و صفر در خروجی به طور خودکار تنظیم می شود! پهنای باند 8 هرتز - 520 کیلوهرتز، نرخ کاهش ولتاژ خروجی حداقل 40 V/µS. برای op-amp LM4562، اعوجاج مانند مدار قبلی است، اما دامنه ولتاژ خروجی 4 ولت کمتر از ولتاژ تغذیه (برای بار 8 اهم) است.

شکل 24 استفاده از اسپلیتر جریان را در مدارهای نامتقارن نشان می دهد (طبق شکل 6-2).

در اینجا حالت super-A توسط مقاومت های R29 و R34 روی 30/130 میلی آمپر تنظیم می شود. پارامترها مشابه نمودار در شکل 22 هستند.

شکل 25 یک گزینه موفقیت آمیز برای گنجاندن یک تقسیم کننده در بازخورد محلی مرحله خروجی را نشان می دهد، که ایجاد یک مرحله خروجی تقریبا ایده آل (در صورت عدم وجود تنظیمات برای حالت super-A) با امپدانس ورودی بالا را ممکن می سازد. ویژگی های فرکانس و دامنه عالی برای کل تقویت کننده: ولتاژ تغذیه عامل از 20 تا 50 ولت، دامنه ولتاژ خروجی 2.5 - 3 ولت کمتر از ولتاژ تغذیه است، نرخ نوسان ولتاژ خروجی 80 V/μS با پهنای باند 400 کیلوهرتز، حالت فوق العاده A با حالت خاموش و حداقل جریان 110 / 30 میلی آمپر، به ترتیب، محدود کردن سیگنال بدون انتشار، پخش موج مربعی با فرکانس 150 کیلوهرتز و دامنه +/- 25 ولت، هارمونیک کمتر از 0.003٪ حتی در 20 کیلوهرتز.

تمام آمپلی فایرهای شرح داده شده در بالا، در صورت تمایل می توانند برای کار در حالت های A، B یا AB، با تثبیت حالت انتخاب شده، دوباره پیکربندی شوند. توجه دارم که حداقل اعوجاج در UMZCH را می توان در حالت A به دست آورد، اما اندازه گیری ها نشان می دهد که تفاوت بین حالت های A و super-A فقط در فرکانس های 18-20 کیلوهرتز و فقط چند هزارم درصد ظاهر می شود، که هیچ " مطلق» می تواند بشنود. داگلاس سلف، در ویرایش پنجم کتاب "طراحی مدار تقویت‌کننده‌های قدرت. هندبوک. (2009)" می‌نویسد که در سال 1975 حالت super-A را بررسی کرد (نویسنده آن را روش پیتر بلوملی نامیده است)، اما برخی از آنها را پیدا کرد. مصنوعات در نقطه متقاطع" و آن را "بدون چشم انداز تجاری" ارزیابی کرد که به نظر من ناعادلانه است. مدارهای تقویت‌کننده پیشنهادی در این مقاله عالی عمل می‌کنند و ثابت می‌کنند که تقویت‌کننده‌های مدرن فقط باید در کلاس super-A بدون دردسر "محل نصب سنسورهای حرارتی و دینامیک عملکرد آنها" ساخته شوند. و در «راهنمای داگلاس سلف» باید فصل «مراحل خروجی با OOS عمیق و پایداری حرارتی خوب حالت‌ها» را اضافه کنید! (من هم اینچنین فکر میکنم)

در پایان ، می خواهم بگویم که مدارهای UMZCH با تثبیت حالت کاملاً قابل اعتماد هستند و می توانند از قطعات ارزان قیمت ساخته شوند ، در حالی که پارامترهای تقویت کننده ها خواستارترین عاشق صدای با کیفیت بالا را برآورده می کند. برخی از طرح ها (مانند شکل 23) آنقدر ساده هستند که می توان آنها را حتی برای آماتورهای رادیویی تازه کار نیز توصیه کرد. بسیاری از طرح ها قطعاً می توانند بهبود یابند! یک کلاس سوپر A جدید (یا بهتر است بگوییم، قدیمی فراموش شده) منتظر محققان خود است! مدار تقویت کننده همچنین امکان طراحی ریز مدار را به شکل یک ریزمدار اصلی UMZCH یا یک تقویت کننده عملیاتی قدرتمند می دهد، اما این داستان کاملاً متفاوت است (و به سختی روسی) ...

الکساندر گلادکی

در دستگاه های اتوماسیون، بار مرحله خروجی تقویت کننده فرکانس پایین می تواند یک رله الکترومغناطیسی، یک موتور الکتریکی یا یک محرک دیگر باشد. در رادیو یا پخش کننده ضبط، بار سیم پیچ بلندگو است.

مرحله خروجی همان پرستاژ است. ULF را می توان با استفاده از مداری با یک امیتر مشترک روی یک ترانزیستور مونتاژ کرد. لازم به ذکر است که از آنجایی که مقاومت بار R nمعمولاً بسیار کمتر از مقاومت داخلی مدار کلکتور است R vn.k، توانی که در بار متصل مستقیم به مدار کلکتور آزاد می شود بسیار کم خواهد بود. برای اینکه این قدرت حداکثر ممکن باشد، لازم است که شرط انجام شود R n=R vn.k، یعنی مقاومت بار باید برابر با مقاومت داخلی منبع سیگنال مفید باشد. برای این منظور از ترانسفورماتورهای تطبیق در عمل استفاده می شود (شکل 28). مدارهای مشابه تقویت کننده قدرت ترانزیستوری تک سر با امیتر مشترک در صورتی استفاده می شود که توان خروجی از 3 تا 5 وات تجاوز نکند. بار R nاز طریق ترانسفورماتور تطبیق روشن می شود Tr.

ماهیت تطبیق این است که مقاومت وارد شده به سیم پیچ اولیه ترانسفورماتور از سیم پیچ ثانویه R nبرابر با مقاومت داخلی مدار کلکتور بود R vn.kیا قابل مقایسه با آن سپس برای داده شده است R nو R vn.kکار به تعیین نسبت تبدیل می رسد ک.

مشخص است که U 2/U 1=W 2/W 1=ک، آ من 2/من 1=W 2/W 1=ک. بنابراین، مقاومت وارد مدار اولیه می شود

اگر قبول کنیم، ضریب تبدیل

یعنی ترانسفورماتور باید پایین بیاید، زیرا R n<R vn.k.

مدارهای در نظر گرفته شده مراحل مقدماتی و خروجی ULF در حالت A عمل می کنند. در این حالت، موقعیت اولیه نقطه عملیاتی O در وسط خط بار انتخاب می شود. سی دی. دامنه مولفه متناوب جریان کلکتور کمتر از جریان کلکتور ساکن است. عملکرد در حالت A با حداقل اعوجاج غیرخطی و راندمان کم (حدود 40٪) مشخص می شود. در این حالت، تمام مراحل اولیه و کم مصرف ULF خروجی، که روی یک ترانزیستور یا یک لوله خلاء مونتاژ می شوند، معمولاً در این حالت کار می کنند.

در مواردی که لازم است توان خروجی بیش از 5 وات به دست آید، از تقویت کننده های فشاری استفاده می شود که روی دو ترانزیستور یا دو لامپ مونتاژ می شوند.

بیایید عملکرد چنین تقویت کننده ای را با استفاده از ترانزیستورها در نظر بگیریم (شکل 29). تقویت کننده از دو نیمه یکسان تشکیل شده است که هر کدام شبیه تقویت کننده نشان داده شده در شکل. 28. ویژگی مدار فشار کش این است که می توان از آن در حالتی استفاده کرد که جریان ساکن مدارهای کلکتور نزدیک به صفر است. این حالت حالت B نامیده می شود. هنگام کار در این حالت، راندمان تقویت کننده می تواند به 70٪ برسد.

نقطه عملیاتی 0" روی مشخصه ورودی باید در ناحیه جریان های پایه نزدیک به صفر قرار گیرد (شکل 30، a). در نتیجه، هر دو نیمه مدار به طور متناوب عمل می کنند و هر یک در طول نیم چرخه های مثبت ورودی باز می شوند. ولتاژها تو در 1 و uin 2، از آنجایی که 180 درجه خارج از فاز هستند. پالس های جریان پایه ها و کلکتورها نیز 180 درجه جابجا می شوند (شکل 30، b، c). در عین حال در مدار مغناطیسی Tr 2یک شار مغناطیسی نزدیک به سینوسی تشکیل می شود، زیرا جریان از سیم پیچ اولیه ترانسفورماتور عبور می کند (شکل 30، د).