Выходной каскад усилителя большой мощности. Схемотехника выходных каскадов усилителей мощности

Усилитель класса А.

Работает в линейном режиме: оба транзистора работают в одинаковых режимах. Это обеспечивает минимум искажений , но вследствии этого низкий кпд (15-30%), т.е. данный класс неэкономичный в смысле расходования энергии и нагрева. Потребляемая мощность не зависит от величины выходной мощности.

Усилитель класса В

К этому классу в основном относятся усилители с выходными транзисторами одинаковой проводимости. Каждый из транзисторов работает в ключевом режиме, т.е. усиливает только свою полуволну сигнала в линейном режиме (например положительную если применены транзисторы с N-P-N проводимостью). Для того чтобы усиливалась и отрицательная полуволна сигнала применяется фазоинветор еще на одном транзисторе. Это похоже на два отдельных класса А (для каждой полуволны свой). У усилителя такого класса высокий КПД (порядка 70%). Потребляемая мощность усилителя пропорциональна выходной мощности, при отсутствии сигнала на входе она равна нулю. Усилители такого класса редко встречаются среди современных усилителей.

Усилитель класса AB

Наиболее распространенный вид усилителей. В этом классе объединены качества усилителей А и В класса, т.е. высокий КПД класса B и низкий уровень нелинейных искажений класса А. Здесь используется угол отсечки более 90 градусов, т.е. рабочая точка выбирается в начале линейного участка вольт-амперной характеристики. За счет этого при отсутствии сигнала на входе усилительные элементы не запираются, и через них протекает некоторый ток (так называемый "ток покоя") , иногда значительный. И здесь возникает необходимость в регулировке и стабилизации этого тока таким образом чтобы транзисторы работали в одинаковых режимах не перегружая друг- друга. Неправильная установка тока покоя приведет к перегреву транзисторов и выходу их из строя.

Итак: для выходного каскада существуют два очень важных параметра (и особенно для класса АВ):

ток покоя и напряжение покоя

Если- бы транзисторы имели идеальную характеристику (чего на самом деле не бывает), то ток покоя можно было- бы считать равным нулю. Реально- же ток коллектора может увеличиваться как и из-за разброса характеристик транзисторов так и от их температуры. Более того: повышение температуры может привести к лавинообразному перегреву и тепловому пробою транзистора. Дело в том что при увеличении температуры ток коллектора только увеличивается, а следовательно возрастает и нагрев транзистора.

напряжение покоя: постоянное напряжение в точке соединения транзисторов(выход на нагрузку). Оно должно быть равно "0" при двухполярном питании выходного каскада или половине напряжения питания при однополярном питании. Другими словами: оба транзистора выходного каскада должны иметь одинаковое базовое смещение, то есть открыты равномерно, компенсируя друг-друга.

Эти два параметра необходимо стабилизировать, и в первую очередь исключить их температурную зависимость.

Для этой цели в усилителях используется дополнительный транзистор, включенный баластным образом в базовые цепи выходных транзисторов.(причем чаще всего он размещается непосредственно на радиаторе рядом с выходными транзисторами тем самым контролируя их температуру).

Выходной каскад предназначен для отдачи заданной мощности в нагрузку, сопротивление которой тоже задано. Так как мощность поступает от источника питания усилителя через выходной каскад, его КПД должен быть высоким, иначе устройство будет неэкономичным, а габаритные размеры (поверхность охлаждения) раздутыми для отвода выделяющейся в каскаде теплоты. Если у входных каскадов нелинейность транзистора не оказывает влияния ввиду малости усиливаемых сигналов, то у выходных каскадов диапазон изменения сигнала большой, и нелинейность транзистора необходимо учитывать. С этой целью строят так называемую передаточную характеристику. Передаточная характеристика – это зависимость выходного тока каскада (тока коллектора или эмиттера) от входного напряжения. В ней учитываются нелинейность входной и выходной характеристик транзистора и изменения напряжения, падающего на самом транзисторе в зависимости от выходного тока.

На семействе статических выходных характеристик транзистора (рис. 2.9, а) по точкам Е к и E к/R н, отложенным на осях координат, проводят нагрузочную прямую. Точки пересечения этой прямой с характеристиками, соответствующими разным токам базы I Б1, ..., I шБi, ..., I Бn, определят ряд значений коллекторного тока I К1, ..., I K1, ..., I Kn. На входной характеристике транзистора (рис. 2.9, о) находят ряд значений напряжения UБЭ1,..., UБЭi, ..., UБЭn, которые необходимо подать для получения соответствующих базовых токов. Наконец, по парам значений I Ki и UБЭi строят передаточную характеристику каскада, которая связывает выходной параметр – ток на выходе каскада – с входным – напряжением сигнала на входе.

Рис. 2.9. Построение передаточной характеристики (в) по выходной (а) и входной (б) характеристикам

Возможны различные варианты выбора рабочего участка этой характеристики. Рассмотрим их подробнее.

Режим А – это режим, при котором исходная рабочая точка р (когда входной сигнал равен нулю) располагается примерно на середине линейного участка характеристики (рис. 2.10). В этом режиме в состоянии покоя через транзистор течет сравнительно большой постоянный ток I Кp, а амплитуда переменной составляющей тока I Кmах меньше или равна этому току. При этом форма выходного сигнала повторяет форму входного и нелинейные искажения минимальны. По КПД каскада составляет лишь 20–30%, потому что полезная мощность определяется только переменной составляющей выходного тока, а потребляемая каскадом мощность – суммой переменной I Кmах и постоянной I Кр составляющих выходного тока.

Рис. 2.10. Режим А работы усилительного каскада

Рис. 2.11.

а – режим В; б – режим AВ

Режим В – это режим, при котором исходная рабочая точка совпадает с началом координат, т.е. в состоянии покоя выходной ток равен нулю (рис. 2.11, а).

При подаче на вход синусоидального сигнала ток в выходной цепи протекает лишь в течение половины периода и имеет форму импульсов. КПД каскада в этом режиме достигает 60–70%, так как постоянная составляющая I к коллекторного тока (определяемая по заштрихованной площади как среднее за период значение тока) значительно меньше, чем в режиме А. Однако форма усиливаемого сигнала слишком искажена.

Режим АВ (рис. 2.11, б) занимает промежуточное положение. Такой режим позволяет уменьшить нелинейные искажения при применении двухтактных выходных каскадов.

Однотактные и двухтактные выходные каскады

Выходные каскады выполняют однотактными и двухтактными. В однотактных каскадах только один мощный усилительный транзистор, который работает как в положительный полупериод синусоиды, так и в отрицательный. В двухтактных каскадах – два мощных транзистора, которые работают по очереди.

Однотактный каскад

Схема однотактного выходного каскада аналогична схеме, изображенной на рис. 2.4. Нагрузка включается вместо резистора R K, а разделительный конденсатор С р2 отсутствует. Однотактный каскад, работающий в режиме А, обеспечивает наименьшие нелинейные искажения, но обладает рядом недостатков: низким КПД; невозможностью применения в режимах В и АВ из-за больших нелинейных искажений в этих режимах. Из-за этих недостатков однотактные каскады применяют только при относительно небольших мощностях нагрузки.

Двухтактный каскад

Он позволяет избавиться от недостатков, присущих однотактному каскаду. Такие каскады выполняют на транзисторах, включенных по схемам с общим эмиттером или общим коллектором.

Рис. 2.12.

Обычно в предварительных каскадах усилителей обеспечивается необходимое усиление входного сигнала по напряжению, а в выходном каскаде происходит усиление по току, мощности и обеспечивается низкое выходное сопротивление. В этом случае часто в качестве выходного каскада используют двухтактный эмиттерный повторитель (рис. 2.12). Входной сигнал проходит через разделительные конденсаторы и поступает на базы транзисторов VT1 и VT2. Эти транзисторы разных типов проводимости, т.е. VT1 – типа р-п-р, a VT2 – типа п-р-п. Транзистор VT1 управляется положительным напряжением, a VT2 – отрицательным. Положительный полупериод синусоиды входного сигнала усиливается транзистором VT1. В это время транзистор VT2 закрыт и ток в нагрузку течет по цепи "корпус – R н – эмиттер VT1 – коллектор VT1--Е к". В отрицательный полупериод транзисторы меняются ролями и работает транзистор VT2, a VT1 закрыт. Ток в нагрузке течет по цепи "+Е К – коллектор VT2 – эмиттер VT2 – R H – корпус".

Чтобы обеспечить положение рабочей точки транзисторов, необходимо установить в состоянии покоя напряжения смещения на базах транзисторов. Для этого используются цепочки "резистор RБ1 – диод VD1" для транзистора VT1 и "резистор R m – диод VD2" для транзистора VT2. Протекающий в них ток обеспечивает необходимое напряжение смещения на база–эмиттерных переходах транзисторов.

Как видно, схему двухтактного эмиттерного повторителя можно разделить на две симметричные части – верхнюю и нижнюю, которые называются плечами каскада. Транзисторы в данном каскаде работают в режиме АВ. Хотя каждое плечо дает большое искажение синусоидального сигнала (только в одном полупериоде), вместе они формируют результирующий ток, имеющий синусоидальную форму. Режим АВ в двухтактном эмиттерном повторителе обеспечивает низкие нелинейные искажения и высокий КПД – около 70%. Недостатком двухтактных каскадов является то, что параметры мощных транзисторов, используемых в разных плечах, должны иметь близкие характеристики.

© Rod Elliott - 1999-2006

Введение

Я поражен количеством разработчиков усилителей, которые на этапе проектирования по тем или иным причинам не смогли учесть некоторые из хорошо известных принципов и ловушек их конструкции. Если некоторые из этих ошибок (непонятно, то ли от самомнения, то ли от невежества), не имеют большого значения, то другие могут привести к медленному, но уверенному, или даже мгновенному уничтожению выходных каскадов усилителя.

Мое высказывание «Не имеет серьезных последствий», возможно, спорно, т.к. в данном контексте резкое увеличение искажений вряд ли что-то уничтожит, кроме удовольствия слушателя.

Даже в хорошо известных и уважаемых проектах могут быть некоторые принципиальные ошибки - во множестве «экзотических» конструкций (например, несимметричные каскады на МОП-транзисторах без обратной связи (тьфу на них с их 5% искажений!), монстры с трансформаторным выходом, усилители настолько сложные и причудливые, что бросают вызов логике или описанию и т.д.), правила, естественно, игнорируются более серьезно. Сказанное не охватывает раздел ламповых усилителей, это «особый» раздел и во многих областях применения, таких как гитарные усилители, они остаются вне конкуренции.

В данной статье я попытался охватить некоторые из вопросов, требующих специального рассмотрения, а ссылки, приведенные в конце, являются отличными источниками более подробной информации об обсуждаемых здесь вопросах.

Эталонный усилитель

Мой эталонный усилитель показан в Проекте 3A и я настоятельно рекомендую его к использованию. Поскольку я неоднократно обновлял эти страницы, экспериментируя как в симуляторах, так и «в железе», то в итоге обнаружил, что данный усилитель является образцовым. Для него требуется сравнительно высокий ток покоя, чтобы выходные каскады находились подальше от переходных искажений («ступенька»), но это легко компенсировать использованием радиаторов приличных размеров. Даже схема класса А («Смерть дзэн») не приближается к его средней мощности и едва ли лучше при малой мощности.

В этом усилителе использованы следующие особенности:

• входной каскад на дифференциальной паре;
• одноступенчатый каскад усиления напряжения (драйвер А-класса) с вольтодобавкой;
• выходной каскад на комплементарных парах;
• RC-цепь Цобеля (исключает влияние индуктивностей);
• отсутствуют токовые зеркала или источники тока (иных, чем вольтодобавка).

Он стабилен со всеми обычными нагрузками, способен выдать на выходе мощность до 80 Вт на нагрузку 8 Ом и прост в сборке. Благодаря использованию только общедоступных деталей, он также очень недорогой.

Заметка : Эта статья не предназначена быть «справочником конструктора», а представляет собой только набор заметок и идей, демонстрирующих влияние различных каскадов в типичном усилителе. Хотя я допустил, что одни топологии имеют предпочтение над другими, это не означает, что они должны использоваться автоматически. Если бы кто-то объединил все «лучшие» конфигурации в один усилитель, то это отнюдь не гарантирует, что он будет работать или звучать лучше, чем усилитель, использующий «худшие» узлы.

Есть группа разработчиков, считающих, что усилитель будет тем лучше, чем меньше в нем используется активных компонентов. Я не считаю, что это так, поскольку моя собственная философия конструирования заключается в том, чтобы сделать любой конкретный проект максимально простым, но соответствующим ожидаемым параметрам.

Другие разработчики будут выдвигать всевозможные претензии относительно эзотерических компонентов, «необъяснимых» явлений или будут подразумевать, что большинство известных усилителей бесполезны для звука, поскольку не имеют предсказуемых характеристик на постоянном токе и/или частоте 10 ГГц, не могут быть нагружены на чистые индуктивность или емкость и т.д. и т.п. Независимо от этих утверждений большинство усилителей действительно работают очень хорошо и не должны выполнять каких-либо вещей, которые могут иметь в виду заявители. Подавляющее большинство всех необычных заявлений, с которыми возможно столкнуться, можно смело проигнорировать.

Входные каскады

Существуют две основные схемы входного каскада усилителя мощности. Наиболее распространенным является дифференциальный каскад, поэтому мы рассмотрим его в первую очередь.

Дифференциальная пара

Было показано , что несбалансированность входной дифференциальной пары должным образом ведет к значительному увеличению искажений, вносимых этим каскадом. Некоторые разработчики пытаются исправить ситуацию, включив резистор в «неиспользуемую» коллекторную цепь, но это чисто косметическое решение, поскольку каскад хоть и выглядит сбалансированным, но никакой другой полезной роли этот резистор не играет (см. рис. 1а). Обратите внимание, что «драйверный» транзистор (sic! Так в оригинале!) служит только для сравнения топологии схем и обеспечения преобразование тока в напряжение. Однако, стоит отметить, что хотя с точки зрения электроники этот резистор и не играет никакой роли, он может облегчить компоновку печатной платы.

Использование в усилителе дифференциальной (или «длиннохвостой» по англоязычной терминологии - прим. перев. ) пары означает, что он будет работать с так называемой «обратной связью по напряжению» (ОСН). Обратная связь обеспечивается напряжением, т.к. входной импеданс обоих входов является высоким (и приблизительно одинаковым), а входной ток (относительно) - пренебрежимо малым.

Резистор обратной связи и конденсатор выбираются такими, чтобы обеспечить работу схемы с максимальным усилением разомкнутой цепи обратной связи по переменному току, но с единичным усилением по постоянному току, для обеспечения стабильности каскада при напряжении 0 В (или около того) на коллекторе Q3. Транзисторы, используемые в рассматриваемых ниже симуляциях, являются «идеальными», без внутренних емкостей и т.д. и во всех случаях имеют значение h FE = 235, измеренное с базовым током 10 мкА. Напряжение питания симулируемых схем составляет ± 12 В. Разные симуляторы дадут различные результаты, но тенденции будут одинаковыми.

При токе коллектора Q3 = 12 мА, дисбаланс коллекторных токов дифференциальной пары составит 94 мкА для Q1 и 1 мА для Q2. Ситуацию можно улучшить, просто уменьшив сопротивление R1, но при этом параметры, на которые способен этот каскад, всё ещё не будут достигнуты. Опять же, усиление дифференциального каскада является довольно малым и равно всего 32 (при измерении на коллекторе Q2). Применение R3 чисто косметическое. Он обеспечивает удобное средство измерения усиления дифференциального каскада, но никакой другой роли, кроме этой, не играет.

Изменение сопротивления R1, как источника тока, никак не влияет на усиление, но обеспечивает достойное улучшение коэффициента подавления пульсаций источника питания и, в частности, улучшает коэффициент подавления синфазной составляющей сигнала. Синфазным сигналом является сигнал, приходящий с одной и той же фазой и амплитудой на оба входа одновременно.

Общий коэффициент усиления этой конфигурации (измеренный на коллекторе Q3) составляет 842, однако, уменьшив R2 до 1,8 кОм, его можно повысить до 1850. При этом также улучшается согласование коллекторных токов дифференциальной пары, но конкретная величина будет зависима от конкретного устройства и не является надежным параметром для промышленно выпускаемых изделий.

В схеме, показанной на рис. 1b, общий коэффициент усиления увеличен до 6 860, что по сравнению с предыдущей значительно улучшило её характеристики. Дальнейшее улучшение линейности может быть достигнуто добавлением резисторов (по 100 Ом или около того) в эмиттеры транзисторов токового зеркала, что перекроет нелинейность их базо-эмиттерных переходов и обеспечит бо́льшую устойчивость к вариациям коэффициентов усиления транзисторов. На общий коэффициент усиления это не повлияет.

Правильный выбор рабочего тока значительно улучшит ситуацию, а также поможет уменьшить искажения, особенно с применением местной отрицательной обратной связи (как показано на рисунке 1b). Это подробно обсуждалось различными авторами и чуть-чуть простой логики показывает, что серьезно относящийся к этому вопросу разработчик заслуживает дополнительных плюсов к своей репутации.

Поскольку значение внутреннего сопротивления эмиттера транзистора (r e) определяется протекающим эмиттерным током (I e ):

то при очень малых рабочих токах оно может быть довольно высоким. Например, r e при токе 0,5 мА будет составлять около 52 Ом, увеличиваясь при уменьшении тока. Хотя это сопротивление приведет к образованию местной отрицательной обратной связи (и уменьшению доступного усиления), оно нелинейно, что ведет к развитию искажений из-за изменений силы тока при обычной работе каскада. Увеличение тока и установка резисторов (хороших и линейных) для того, чтобы вернуть коэффициент усиления к прежнему значению, уменьшат искажения, поскольку сопротивление резисторов, если оно правильно выбрано, будет «перекрывать» изменения внутреннего сопротивления эмиттера при изменениях уровня сигнала.

При малых токах (когда изменения тока во время работы сравнительно значительны) это внутреннее сопротивление оказывает заметное влияние на характеристики каскада. Существует множество простых решений очевидно сложных проблем.

Применение токового зеркала в качестве нагрузки для дифференциальной пары вновь повышает линейность и коэффициент усиления, обеспечивая либо более глубокую местную обратную связь в другом месте, либо более глубокую общую обратную связь. Любой из этих вариантов улучшит работу усилителя при условии принятия мер по обеспечению стабильности, т.е., отсутствия самовозбуждения на любой частоте или любой амплитуды, независимо от импеданса применяемой нагрузки.

Одинотранзисторный входной каскад

Существует еще одна (не часто используемая в наши дни) версия входного каскада усилителя. Это одиночный транзистор с обратной связью на эмиттер. Многие утверждали, что эта схема существенно уступает предыдущей, однако, она обладает некоторыми очень приятными характеристиками.

Так что же в ней такого хорошего? Одним словом: стабильность . Усилитель, использующий этот входной каскад, требует небольшой или вообще никакой дополнительной стабилизации (конденсатора «Миллера», известного также, как «доминирующий полюс»), который является обязательным в усилителях со входным каскадом на дифференциальной паре.

Усилитель, использующий этот входной каскад, называется схемой «обратной связи по току» (ОСТ), поскольку точка приложения обратной связи (эмиттер входного транзистора) имеет очень низкий импеданс. Вход базовой схемы является неинвертирующим и имеет относительно высокий входной импеданс, но не столь же большой, как у дифференциальной пары. Поэтому входы + ve и – ve асимметричны. Усилители с ОСТ широко используются в чрезвычайно быстрых линейных микросхемах и имеют полосу пропускания более 300 МГц (это не опечатка!).

Этот входной каскад, используемый в усилителе класса A мощностью 10 Вт (разработка Джона Линсли-Худа, который больше не участвует в работе Audio Pages), а также в усилителе El-Cheapo, описанных на моих страницах проектов. «Ладно, если это так хорошо, почему его никто не использует?» Я слышал, что Вы спросили (тогда Вы должны были сказать это довольно громко, потому что Австралия отсюда далеко).

Существует одно основное ограничение этой схемы, которое было «создано» внезапно возникшим требованием ко всем усилителям мощности, чтобы они не были опозорены рецензентами и отвергнуты покупателями: способность точно воспроизводить постоянный ток.

(Я по-прежнему смущен этим требованием, т.к. точно знаю, что не слышу сигнала постоянного тока, мои динамики не могут его воспроизвести, я не знаю ни одного музыкального инструмента, который смог бы его создать и, вероятно, это был бы очень скучный звук, если бы кто-либо смог его применить. Если вы мне не верите - подключите к громкоговорителю батарейку на 1,5 В и дайте мне знать, если я ошибаюсь. Я, вроде бы, припоминаю что-то о фазовом сдвиге, о котором говорили в то время, но, учитывая акустику, применяемую при студийной записи и для воспроизведения в обычном помещении для прослушивания, не говоря уже об «интересных» фазовых сдвигах, создаваемых диффузорами громкоговорителей, когда динамик приближается к резонансу, мне кажется, что влияние нескольких градусов низкочастотного фазового сдвига, генерируемого в усилителе, маловероятно. Разумеется, при допущении, что человеческие уши способны в любом случае распознать абсолютную фазу, хотя было совершенно четко доказано, что этого они сделать не могут).

Этот входной каскад не может быть подключен по постоянному току (по крайней мере, без использования схемы сдвига уровня) из-за падения напряжения между эмиттерной цепью и база-эмиттерным переходом транзистора. Поскольку такой усилитель не может быть балансным из-за наличия входного каскада с ОСТ, на входе должна быть разделительная емкость.

Кроме того, необходимо специальное построение схемы смещения и, к сожалению, она должна быть выполнена либо настраиваемой (что означает наличие подстроечного резистора), либо для отслеживания уровня постоянного тока следует применить операционный усилитель, который сравнивал бы постоянную составляющую выходного напряжения с нулевым опорным напряжением и регулировал бы входное напряжение для поддержания 0 В на выходе. Использование таких методов не будет здесь рассматриваться, хотя они и могут обеспечить смещение по постоянному току намного ниже, чем это может быть достигнуто с использованием схемы самого усилителя. Операционный усилитель не оказывает влияния на звук (принимая во внимание результаты дискуссии о том, что даже приличные операционные усилители в любом случае влияют на звук, ухудшая его), поскольку он работает только на постоянном токе (он может иметь небольшое влияние на частоте порядка 0,5 Гц, но его вряд ли можно услышать).

Существует также мнение, что одиночный транзистор имеет более низкий коэффициент усиления, чем схема с ОСН, но это просто неверно. Коэффициент усиления каскада с разомкнутой цепью обратной связью, как минимум, выше, чем у простой дифференциальной пары в том же самом устройстве.

Я смоделировал пару очень простых схем (показанных на рис. 2b), чтобы увидеть разницу между ними. Коллекторный ток для каждой из них составляет порядка 1 мА. Усиление напряжения на выходе схемы с дифференциальной парой составляет 1770 (невозможно правильно измерить усиление по напряжению отдельно входного дифференциального каскада, поскольку в обоих случаях он работает как усилитель тока). В любом случае смещение по постоянному току меня не интересовало, т.к. на то, чтобы просто увидеть коэффициент усиления, оно влияло мало, поэтому напряжение смещения и не отображено. (Вы заметили, что коэффициенты усиления, полученные в этой симуляции, совершенно не такие, как полученные ранее для простой схемы с дифференциальной парой, т.к. я использовал другое напряжение питания (в предыдущем примере использовалось ± 12V). Это никоим образом ничего не отменяет, они просто другие.

Для сравнения, коэффициент усиления однотранзисторного каскада с разомкнутой обратной связью, составляет 2000, что несколько больше, при условии, что все остальные параметры остаются такими же. По общему признанию, добавление токового зеркала улучшит характеристики дифференциальной пары еще существеннее, но действительно ли нам нужно намного большее усиление? Быстрый тест показывает, что можно получить усиление, составляющее 3 570. Это выглядит очень впечатляюще, но это увеличение составляет лишь чуть более, чем 4,2 дБ по сравнению с однотранзисторной схемой. По той же логике однотранзисторная схема имеет преимущество всего лишь на 1,06 dB по сравнению с простой дифференциальной парой, однако, эта разница может быть спорной…

Поскольку для обеспечения стабильности однотранзисторного каскада не требуется конденсатора Миллера (доминирующего полюсного), в нем коэффициент усиления будет сохраняться для гораздо более широкой полосы частот, поэтому в долгосрочной перспективе он может быть намного лучше, чем дифференциальная пара. Очевидно, требовались дальнейшие тесты, которые я выполнил. Реальная жизнь никогда не бывает похожей на симулированную версию, поэтому усиление каждой схемы было немного меньше, чем демонстрировал симулятор. Коэффициент усиления дифференциального каскада с разомкнутой обратной связью оказался равным 1000, в то время, как в однотранзисторном каскаде - 1400. Условия испытаний немного отличались от симуляции тем, что использовалось напряжение питания ± 15 В, поэтому разница в коэффициенте усиления была примерно такой, как и ожидалось и очень близкой к результатам при питании ± 12 В, полученным в первом наборе симуляций дифференциальной пары.

Интересным был характер искажений. Для дифференциальной пары они составляли 0,7%, образованные преимущественно 3-й гармоникой. При таком же выходном напряжении однотранзисторный каскад оказался немного хуже с его 0,9% и преобладанием 2-й гармоники.

Как и ожидалось, без конденсатора Миллера дифференциальная пара была нестабильной, её удалось укротить конденсатором емкостью 56 пФ. Совершенно неожиданно для одиночного транзистора также потребовался конденсатор Миллера, но только при работе с разомкнутой обратной связью. Когда цепь обратной связи была восстановлена, самовозбуждение исчезло. Дифференциальный каскад нельзя было использовать без конденсатора Миллера при любом усилении и по мере приближения усиления к единичному для предотвращения самовозбуждения потребовалась емкость бо́льшего номинала.

Следующим шагом было испытание каждой схемы с коэффициентом усиления около 27, поскольку он приближается к «нормальному» значению для усилителя мощности мощностью 60 Вт. Здесь дифференциальная пара имеет явное преимущество в отношении уровня искажений, который я не мог измерить. Однотранзисторная схема имела искажения 0,04% и опять же, это была преимущественно 2-я гармоника. В этом режиме для однотранзисторного каскада конденсатор Миллера не требуется и он продемонстрировал очень широкую полосу пропускания с небольшим увеличением усиления на частотах выше 100 кГц. Это было также заметно с сигналом прямоугольной формы частотой 10 кГц, имевшим перерегулирование, хотя это и было достаточно похоже на положительные и отрицательные полупериоды. Дифференциальный каскад ведет себя хорошо и перерегулирования не демонстрирует (в него был установлен конденсатор Миллера емкостью 56 пФ), но усиление начало снижаться на частоте около 80 кГц, и имелись признаки ограничения скорости нарастания. В однотранзисторном каскаде такой эффект не проявлялся.

Мне представляется, что в целом это был полезный эксперимент и использование простого резистора в качестве коллекторной нагрузки каскада усилителя напряжения позволило полной схеме иметь управляемый коэффициент усиления. Если бы в качестве нагрузки использовался источник тока или что-то подобное, я бы не смог точно измерить коэффициент усиления, т.к. входные уровни были бы слишком малы. Как бы то ни было, серьезной проблемой оказалось шумоподавление и без возможности усреднения сигнала на осциллографе точные результаты получить было сложно.

Выводы

Основываясь на тестах, для обоих вариантов построения входного каскада есть и плюсы, и минусы и, бьюсь об заклад, что это стало неожиданностью. Дифференциальный каскад в его простой форме является явным неудачником для усиления, однако, использование токового зеркала позволяет ему обойти однотранзисторный каскад, для которого этот прием не подходит, т.к. в нем нет ничего, что можно было бы «отражать».

Для меня очень существенна стабильность и я склоняюсь к усилителю, который абсолютно не склонен к самовозбуждению, даже за счет немного большего уровня искажений. Мой собственный базовый усилитель мощностью 60 Вт, использующий дифференциальную пару во входном каскаде, с обычными нагрузками безоговорочно стабилен.

Защита от радиочастотных помех

Любимым приемом многих разработчиков является подключение небольшого конденсатора, как показано на рис. 3, непосредственно к базе входного транзистора. Это вроде бы должно предотвращать детектирование (выпрямление) радиочастотных сигналов, воспринятых входными проводами. В определенной мере это верно, т.к. комбинация резистор-конденсатор (RC) образует фильтр нижних частот, что уменьшает количество радиочастотных помех, прикладываемых ко входу. При показанных на рисунке номиналах, частотная полоса по уровню 3dB составляет 159 кГц.

Все становится крайне неприятным, если уровень радиочастотных помех настолько высок, что им каким-то образом всё равно удается пролезть сквозь всё. У меня когда-то была мастерская/лаборатория, вокруг которой располагались три трансляционных телевизионных башни - было очень противно.

Традиционный метод не только не работал, но даже ухудшал ситуацию, из-за того, что питание баз транзисторов осуществлялось от источника с очень низким импедансом вследствие наличия конденсатора C1 (с точки зрения радиочастот). Огромное количество коммерческих усилителей и другого оборудования, над которым я в то время работал, принимали в телевизионном диапазоне шумы совершенно неприемлемого уровня вследствие детектирования импульсов вертикальной синхронизации телевизионного сигнала частотой 50 Гц. Поскольку компонент изображения ТВ является амплитудно-модулированной радиочастотой, она легко преобразовывалось в звук самого неприятного вида.

На рис. 4 показано лекарство, но чтобы быть эффективным, R2 должен располагаться как можно ближе к базе транзистора, иначе параметры ухудшаются. Как это работает? Просто эмиттерно-базовый переход транзистора является диодом и даже при его прямой проводимости будут сохраняться нелинейности. Они часто достаточны для того, чтобы входной каскад работал как грубый амплитудный детектор, достаточно эффективный с высокочастотными телевизионными или средневолновыми сигналами. Добавление внешнего сопротивления вновь снижает внутренние нелинейности, уменьшая диодный эффект до незначительной величины. Это не означает, что он полностью устранит проблему в присутствии сильного радиочастотного поля, но уменьшит ее, по крайней мере, до «неудобного», а не до «невыносимого» уровня.

ОБНОВЛЕНИ Е: читатель, работающий на передающей станции, внес предложение, что очень эффективным является подключение конденсатора непосредственно между базой и эмиттером (в сочетании с резистором-пробкой). Он обнаружил также, что традиционный метод был бесполезен и, что при наличии сильных полей простой пробки недостаточно.

С операционными усилителями эквивалентное решение заключается в том, чтобы резистор-пробку подключить последовательно к неинвертирующему входу и поставить конденсатор между инвертирующим и неинвертирующим входами без подключения к земле.

Во всех случаях важно чтобы все выводы и дорожки печатных плат были минимальной длины, дабы они не смогли выступать в качестве антенн для радиочастот. Излишне говорить, что в таких условиях обязательным является экранированный (и заземленный) корпус оборудования.

Каскад усиления напряжения (усилитель A-класса)

Каскад усиления напряжения (КУН) широко известен также, как драйвер А-класса. Оба этих термина являются общепринятыми и, как правило, взаимозаменяемы. Здесь есть несколько ловушек и не в последнюю очередь из-за того, что принято обычно полагать, что нагрузка (выходного каскада) бесконечна. О, конечно, каждый разработчик знает, что каскад усиления напряжения должен превышать ток, который должен потреблять выходной каскад, не менее, чем на 50%, и он легко рассчитывается:

,

где: I A - ток каскада А-класса (усилителя напряжения);
Peak_V - максимальное (пиковое) напряжение на нагрузке;
Op_R - сопротивление нагрузки;
Op_Gain - коэффициент усиления транзисторов выходного каскада.

Для обычного усилителя мощностью 100 Вт, нагруженного на 8 Ом, это будет где-то между 5 и 10 мА. Допустим, что входной импеданс выходного каскада с коэффициентом усиления 1000 (50 для драйверного транзистора и 20 для силового), нагруженного на 8 Ом, для каскада усиления напряжения составит около 2 кОм, что всё же немного отличается от бесконечности.

К этому добавляется тот факт, что отраженный назад импеданс нелинеен, поскольку и в драйверном, и в выходном транзисторах усиление по току, как и во всех реальных полупроводниках, не стабильно. Сейчас существуют некоторые типы транзисторов, параметры которые намного лучше средних, но в этом отношении они всё еще не идеальны.

Для составной пары транзисторов усиление по напряжению обычно составляет от 0,95 до 0,97. Следует отметить, что этот показатель справедлив только для средних значений коллекторных токов и будет уменьшаться при более низких и более высоких их значениях. На рис. 5 показана общепринятая конфигурация этого каскада - тот же базовый усилитель, который мы использовали ранее, с добавлением источника тока в качестве коллекторной нагрузки. Распространенной является также схема с вольтодобавкой (бутстрепом), не показанная здесь, но очевидная для многих схем ESP.

Между схемами с источником тока и вольтодобавкой нет большой разницы, однако, схема с источником тока имеет немного бо́льший коэффициент усиления. Для любого из схемотехнических вариантов есть некоторые весьма простые дополнения, которые довольно существенно улучшают линейность. На рис. 5 показана типичная компоновка, в том числе корректирующий конденсатор Миллера емкостью 100 пФ, включенный между коллектором и базой транзистора каскада усиления напряжения.

Поэтому важно попытаться выполнить каскад усиления напряжения способным к высокому усилению, даже при большой нагрузке выходного каскада. Для достижения этого было предложено много разных методов, но ни один из них не был полностью успешным. Самая большая проблема заключается в том, что многие разработчики, похоже, совершенно не обращают внимания на этот критический момент или создают такие удивительно сложные «решения», обеспечить стабильность которых практически невозможно.

Решение, показанное выше на рис. 6, простое и очень эффективное. Простая добавка эмиттерного повторителя к каскаду усиления напряжения (с резистором вольтодобавки на 1 кОм) увеличила общий коэффициент усиления дифференциального каскада совместно с каскадом усиления напряжения до 1 800 000 (да-да, 1,8 миллиона!) или 125 дБ (с разомкнутой цепью обратной связи и без корректирующего конденсатора Миллера). Выходной импеданс с разомкнутой цепью обратной связи составляет около 10 кОм, опять же, без корректирующего конденсатора. С ним (при показанном на схеме значении 100 пФ) коэффициент усиления уменьшается до чуть более разумных 37 000 на частоте 1 кГц. Выходной импеданс на частоте 1 кГц в этом случае сравнительно очень низкий - около 150 Ом.

Обратите внимание на то, что в приведенном выше примере вместо обычного источника тока использован резистор на 5 кОм. Это только для простоты схемы, а не для предположения, что источник тока таким и должен быть.

Особое примечание для неосторожных: если желаете применить транзисторные источники тока как для дифференциального каскада, так и для каскада усиления напряжения (он же «VAS»), не используйте опорное напряжение источника тока усилителя напряжения (иначе драйвера А-класса) в качестве опорного для источника тока дифференциального каскада. Если так сделать, то изменяющийся ток в цепи усилителя напряжения вызовет модуляцию тока эмиттеров дифференциального каскада. Результаты обязательно будут такими же нежелательными, как и непредсказуемыми .

Я часто видел конструкции усилителей со схемой такой ​​сложности, что возникал вопрос, как в них вообще когда-либо удавалось предотвратить высокочастотное самовозбуждение. Применяемый иногда лабиринт конденсаторов малой емкости (некоторые с последовательным резистором, некоторые - без него) действительно заставляет задуматься, как же должна выглядеть полоса воспроизведения с разомкнутой обратной связью и фазовый отклик. Сопоставьте это с тем фактом, что многие из этих усилителей вообще не имеют превосходных характеристик и задумайтесь над вопросом, что же разработчик пытался создать на самом деле (на мой взгляд, «отличительность» этих схем не является веской причиной их публикации или продвижения, если только они не предполагают каких-то бонусов, недостижимых иными способами).

ОБНОВЛЕНИЕ : Проведя в течение нескольких недель довольно много экспериментов, я так до конца и не убедился, что необходим или вообще желателен огромный коэффициент усиления входного каскада совместно с каскадом усиления напряжения. Конечный результат, вероятнее всего, будет удовлетворительным, пока цепь линейна (т.е., имеет низкий уровень искажений до замыкания цепи обратной связи). Я видел много схем с гораздо бо́льшим коэффициентом усиления до замыкания цепи обратной связи, чем у моего базового усилителя (Проект № 3A), которые теоретически должны были бы быть значительно лучше, но это не так.

Активный источник тока или вольтодобавка (бутстреп)?

Более простой способ - использовать схему вольтодобавки, в которой для поддержания относительно постоянного напряжения на резисторе используется конденсатор, подключенный к выходу. Из того, что напряжение на резисторе стабильное, следует, что ток, протекающий через него, также должен быть стабильным. На рис. 6а показана схема источника стабильного тока с вольтодобавкой. В отличие от истинного источника тока, ток через схему вольтодобавки будет изменяться с изменением напряжения питания. Это изменение является постепенным и лежит за пределами полосы воспроизводимого звука или так (если схема спроектирована правильно), по крайней мере, должно быть.

Эта схема работает следующим образом. В покое выходное напряжение равно нулю, а положительное напряжение питания делится между R b1 и R b2 . На базе верхнего транзистора будет около + 0,7 В - вполне достаточно для его смещения. Поскольку положительные или отрицательные отклонения выходного напряжения передаются через C b , то напряжение на R b2 остается стабильным. Поэтому ток через R b2 является стабильным, т.к. он поддерживается, по сути, за счет поддержания на нем стабильного напряжения. Обратите внимание, что это относится только к напряжению переменного тока, т.к. конденсатор будет перезаряжаться, только если есть изменения постоянного напряжения.

В полной конструкции отличия невелики. Хотя источник тока теоретически лучше, но схема вольтодобавки проще и дешевле и не требует введения никаких дополнительных активных компонентов. Конденсатор должен быть достаточно большой емкости, чтобы гарантировать, что падение переменного напряжения на нем останется небольшим (менее нескольких сотен милливольт) на самой низкой частоте, представляющей интерес. Предполагая, что сопротивления R b1 и R b2 равны, номинальное рабочее напряжение конденсатора должно составлять, как минимум, ½ положительного напряжения питания, но желательно больше.

Выходной каскад

Существуют бесчисленные усилители, в которых в выходном каскаде по-прежнему применяется составная пары Дарлингтона, несмотря на то, что многими показано, что она уступает комплементарной паре Шиклаи. Обе схемы (в базовой форме, поскольку существует множество их вариантов) показаны на рис. 7. Существуют две основные области, где схема Дарлингтона хуже и мы рассмотрим обе.

Из показанных двух конфигураций очевидно, что я не включил в этот перечень выходные каскады на полевых транзисторах (ПТ), потому что ПТ не нуждаются ни в каком драйверном транзисторе, как таковом - обычно они управляются непосредственно от каскада усиления напряжения (или в модифицированной версии - зачастую модифицированным дифференциальным каскадом). Для показанных на рис. 7 модификаций количество компонентов одинаково, но вместо двух транзисторов одинаковой полярности (двух PNP или двух NPN) комплементарная пара (также называемая парой Шиклаи) использует по одному транзистору каждой из полярностей. Законченная составная схема с точки зрения полярности имеет характеристики драйверного транзистора, поэтому для каждой конфигурации показаны выводы эмиттера, базы и коллектора. Резистор добавлен для предотвращения самостоятельного открывания выходного транзистора вследствие наличия тока утечки между коллектором и базой, а также ускорения закрывания. Отсутствие этого резистора распространенной ошибкой не является, но так всё-таки нередко делается. Результатом являются повышенный уровень искажений, особенно на высокой частоте и плохая термостабильность.

Номинал этого резистора должен выбираться с достаточной осторожностью. Если он слишком мал - выходной транзистор не будет приоткрыт в покое (без сигнала), транзистор(-ы) драйвера будет(-ут) рассеивать чрезмерное тепло, что приведет к искажениям в виде «ступеньки». Если сопротивление слишком высокое - эффективность выключения выходных транзисторов будет нарушена, а термостабильность ухудшится. Конечное значение зависит (в некоторой степени) от тока каскада усиления напряжения и коэффициента усиления драйверного транзистора, но итоговым показателем величины тока покоя является суммарное значение V be транзисторов выходного каскада. Эти комментарии в равной мере применимы к парам как Дарлингтона, так и Шиклаи.

Для большинства усилителей приемлемы значения от 100 Ом до максимума, возможно, до 1 кОм, при этом более низкие значения применяются при повышении мощности. Высокая мощность требует более высоких токов, протекающих по выходному каскаду и, опять же, ухудшает выключение транзисторов, особенно на высоких частотах. Это может привести к явлению, называемому «перекрестной проводимостью» («сквозными токами»), возникающему из-за того, что транзисторы не могут быстро выключиться, поэтому существует период, когда оба силовых транзистора проводят одновременно. Такого не произойдет при воспроизведении нормального диапазона звуковых частот, хотя от источника питания может потребоваться ток потребления немного выше, чем обычно, даже на частоте 20 кГц.

Если усилитель работает на любую разумную мощность на более высоких частотах, при наличии достаточно выраженной перекрестной проводимости, он может самопроизвольно выйти из строя. Самый простой способ уменьшить этот риск - использовать резисторы меньшего номинала между базой и эмиттером силовых транзисторов, но имейте в виду, что при этом увеличатся требования к драйверным транзисторам. Например, с резисторами на 220 Ом, как показано выше, через них будет протекать ток силой только 3-5 мА, но если они будут уменьшены до (скажем) 47 Ом, то ток через них увеличится до 16 мА или даже более. Драйверы должны обеспечивать этот ток даже на холостом ходу, а рассеиваемая ими мощность возрастает со 120 мВт до более 550 мВт при напряжении питания ± 35 В. Для драйверных транзисторов становится необходимым радиатор.

Как правило, только в редких случаях или вообще не нужно использовать резисторы менее где-то 100 Ом. Если хотите получить полную мощность на частоте 100 кГц или больше (а зачем? Ведь такая частота не предназначена для аудиоусилителя), тогда сопротивление этих резисторов должно быть еще ниже, в сочетании с соответствующими радиаторами для драйверных транзисторов. Потребуется также увеличить номинальную мощность резистора цепи Цобеля, иначе он на высоких частотах перегреется.

Термостабильность

Очевидно, что в конфигурации Дарлингтона в каждом выходном каскаде имеются два базово-эмиттерных перехода. Поскольку каждый из них имеет свою собственную тепловую характеристику (уменьшение падения напряжения на переходе на примерно 2 мВ на каждый градус С°), термостабилизировать эту конфигурацию может быть затруднительно. Кроме того, по мере того, как транзисторы нагреваются, коэффициент их усиления часто увеличивается, что также осложняет проблему. Датчик цепи установки тока покоя, представляющей собой, как правило, умножитель V be транзистора, нужно устанавливать на радиатор выходных транзисторов, дабы обеспечить хорошее тепловой контакт с ними, и то в некоторых случаях термостабильность едва удается поддерживать.

Если не обеспечить достаточной термостабильности, то в усилителе может развиться лавинообразный рост температуры транзисторов выходного каскада, где после достижения определенной температуры выходного транзистора продолжающееся снижение V be вызывает еще бо́льшее увеличение тока покоя, что ведет к дальнейшему повышению температуры и т.д. Достигается точка, при которой рассеиваемая мощность настолько велика, что выходные транзисторы отказывают, часто с катастрофическими последствиями для остальной части схемы и/или подключенных громкоговорителей.

Комплементарная пара Шиклаи, имеет только один управляемый база-эмиттерный переход и, тем самым, её легче термостабилизировать. Поскольку единственным V be является принадлежащий драйверному транзистору (который во многих случаях не будет установлен на основном радиаторе, а у некоторых радиатора не будет вообще), требования к умножителю V be менее строгие, монтаж намного проще, а термостабильность, как правило, очень хорошая и отличная.

Комплементарную пару я использовал с начала 1970-х годов и, когда впервые её увидел, то имел много оснований её игнорировать. Термостабильность в довольно простом усилителе мощностью 100 Вт на нагрузке 4 Ом моей конструкции (предшественник Проекта № 3A , которых было собрано много сотен) была обеспечена простой двухдиодной цепочкой, настройки которой не требовалось (однако, в то время было несколько других трюков, гарантировавших стабильную работу).

Конструкция цепи смещения

Казалось бы (по крайней мере, на первый взгляд), что в этом узле нет ничего сложного. Она представляет собой очень простую схему умножителя V be и кажется, что вопреки задуманному в ней ничто не может произойти. Это почти верно, за исключением указанных ниже моментов.

Конструкции многих усилителей (особенно использующих выходной каскад по схеме Дарлингтона) требуют, чтобы цепь смещения была настроена с учетом различных параметров выходных транзисторов. Если резистор R1 (на рис. 9) вместо постоянного будет подстроечным, то что произойдет, когда (если) его подвижный контакт вдруг (из-за возраста, загрязнений или грубого обращения) потеряет контакт с резистивной дорожкой?

Ответ прост - падение напряжения на цепи смещения теперь окажется равным полному напряжению питания (меньше, чем падение на одном или двух базо-эмиттерных переходах), в результате чего как положительные, так и отрицательные плечи выходного каскада откроются настолько полно, насколько это возможно. Результатом этого является мгновенное отказу выходных транзисторов. Это произойдет настолько быстро, что его не смогут предотвратить предохранители и даже применение сложной схемы защиты выходной цепи вряд ли сможет их уберечь.

Ответ, конечно, настолько прост, что должен быть сразу же очевидным всем но, к сожалению, это не всегда так. Если переменным компонентом сделать R2, то при его обрыве смещение просто исчезнет. Это приведет к появлению искажений в виде «ступеньки», но выходные транзисторы останутся целыми. Чтобы предотвратить возможность уменьшения значения сопротивления подстроечного резистора до 0 Ом (что будет иметь такой же эффект, как описано выше!), следует последовательно с ним включить постоянный резистор, значение которого выбрать таким образом, чтобы обеспечить адекватную настройку при сохранении надежного запаса прочности.

Здесь следует предпринять дополнительные меры предосторожности, поскольку, если значения резисторов базового делителя будут слишком малы, то напряжение смещения, создаваемое для выходных транзисторов, будет представлять собой просто падение напряжения на них. При этом транзистор цепи смещения практически никак не будет влиять на величину смещения. Этого легко избежать, если ток через резисторы базового делителя сделать равным 1/10 (или около того) общего тока смещения каскада усиления напряжения.

Сопротивление можно также сделать слишком большим, из-за чего цепь смещения будет менее стабильна по переменному току. Из-за этого цепь смещения может также приобрести слишком большой коэффициент усиления, что, в свою очередь, может привести к падению тока покоя при нагреве усилителя. Хотя с точки зрения надежности это хорошо, но, поскольку при нагреве усилителя будут возникать искажения типа «ступенька», то звуковой эффект, очевидно, будет разочаровывающим. Как правило, чтобы гарантировать стабильность, со значениями резисторов базового делителя следует поэкспериментировать. Способов их расчета на ум не приходит, хотя я уверен, что такое возможно. Падение напряжения на базо-эмиттерном переходе снижается на величину до 2 мВ/°С, однако, изменения коэффициента усиления с изменением температуры столь же легко не рассчитывается.

В качестве вторичной защиты параллельно цепи смещения полезно поставить цепочку из соответствующего количества диодов. Их следует выбирать для предотвращения чрезмерного тока, однако, дополнительно к ним необходим еще какой-то метод защиты от перегрева. Это может быть вентилятор, обдувающий радиатор или термовыключатель, чтобы отключить питание, если усилитель становится слишком горячим.

Обратите внимание, что если выходной каскад использует схему Дарлингтона, транзистор цепи смещения будет располагаться на основном радиаторе. Если используется комплементарная пара транзисторов (Шиклаи), то необходимо, чтобы цепь смещения воспринимала температуру драйверного(-ых) транзистора(ов) (который(-е) не должен(-ны) находиться на основном радиаторе. Неверное расположение транзистора цепи смещения - это приглашение к отказу выходного каскада из-за лавинообразного теплового разгона.

Линейность

Были написаны многочисленные статьи о превосходной линейности комплементарной конфигурации (Шиклаи) (Otala , Douglas Self, Linsley Hood и др.) и я не могу не удивляться, когда вижу в журнале новую схему, все еще использующую конфигурацию Дарлингтона. Применение комплементарной пары не требует бо́льшего количества компонентов - те же самые компоненты, просто соединены по-другому. С большим удовольствием австралийский журнал электроники с гордостью объявил (в 1998 году), что «мы впервые использовали эту схему в опубликованном проекте» (или что-то типа этого). Я не знаю причин, по которым они, возможно, не использовали комплементарную пару в каждом опубликованном ими проекте (этот журнал намного моложе меня). У меня нет слов. Журнал, о котором идет речь, не единственный и Интернет изобилует старыми и новыми конструкциями, использующими эмиттерные повторители конфигурации Дарлингтона.

Это не означает, что схема Дарлингтона не должна использоваться - есть много хороших усилителей, в которые она применяется и с некоторыми дополнительными усилиями для достижения правильного смещения, такие усилители обеспечат многолетнюю надежную работу. Схема Дарлингтона особенно подходит для усилителей большой мощности благодаря своей простоте, особенно с несколькими запараллеленными выходными транзисторами. Параллельное включение конфигурации Шиклаи сложнее. Пример параллельных пар Шиклаи показан в Проекте № 27 .

Относительный коэффициент усиления по току комплементарной пары Шиклаи по сравнению с эмиттерным повторителем Дарлингтона

Более низкий коэффициент усиления комплементарной пары транзисторов указывает на наличие внутренней местной отрицательной обратной связи, присущей данной конфигурации и все проведенные тесты показывают, что это действительно так. Хотя разность коэффициентов усиления и невелика, можно предположить, что бо́льшая часть повышенной линейности обусловлена тем фактом, что в сигнальном тракте непосредственно участвует только один база-эмиттерный переход, а не два, как в схеме Дарлингтона, поэтому в уравнение вводится только один набор прямых нелинейностей. Второй (выходной) транзистор эффективно работает, как буфер для первого (драйверного).

Следует отметить, что есть несколько очень хорошо зарекомендовавших себя усилителей с выходными каскадами на составных парах Дарлингтона. Нет никаких жестких и быстрых правил, которые могли бы быть применены для создания идеального усилителя (тем более, что он еще не существует), и при грамотном конструировании вполне возможно создать очень хороший звуковой усилитель, используя почти любую топологию.

Стабильность выходного каскада

То, что эмиттерный повторитель (будь то Дарлингтона или Шиклаи) может стать генератором, как правило, на очень высоких частотах, является просто реальным фактом из жизни. Это особенно верно, если выходной кабель имеет вид настроенной цепи. Длина кабеля к динамикам, будучи совершенно безобидной на звуковых частотах, является линией передачи на некоторой частоте, определяемой ее длиной, диаметром проводника и расстоянием между проводниками. Справочник ARRL (любого года издания) предоставит все формулы, необходимые для расчета, если Вы действительно пожелаете углубиться в этот вопрос.

Во всех усилителях мощности (ну, почти во всех) выходные каскады выполнены в виде эмиттерных повторителей и, когда к ним кабелем подключается динамик (или даже неиндуктивная эквивалентная нагрузка), часто возникает самовозбуждение. Это происходит почти всегда при работе усилителя и более вероятно, если ток является вытекающим. Немного грустно, что этому печальному явлению более подвержена комплементарная пара Шиклаи по сравнению с парой Дарлингтона, возможно, потому, что управляющим элементом является драйверный транзистор (его эмиттер связан с нагрузкой), имеющий более широкую полосу пропускания.

Некоторые из «супер»-кабелей (очень любимых аудиофилами) в этом отношении часто хуже, чем обычный экранированный шнур или трехжильный сетевой шнур, из-за их способности выступать в качестве линий передачи радиочастот - рис. 8 (отсутствует в оригинальной статье! - прим. пер. ) и, следовательно, являются источником указанной проблемы.

Обычная цепь Цобеля (состоящая из резистора 10 Ом и конденсатора 100 нФ), как правило, ослабляет влияние внешней линии передачи кабелей и внутренней проводки усилителя к выходным клеммам и обеспечивает стабильность в большинстве нормальных рабочих условий.

На этих частотах конденсатор цепи Цобеля представляет собой, по сути, короткозамкнутую перемычку, поэтому параллельно схеме с высоким импедансом включается в работу резистор на 10 Ом. 10-омный резистор нарушает добротность (Q) настроенной(-ых) цепи(-ей) и обеспечивает сильное затухание, нейтрализуя тем самым фазовый сдвиг и восстанавливая стабильность. Лично я не рекомендую, исключать эту цепь из любого усилителя, даже если он кажется стабильным и без нее.

При емкостной нагрузке (как это происходит при подключения громкоговорителя и пассивного кроссовера) цепь Цобеля дополнительно влияет очень мало и может вообще никак не влиять. Единственный верный способ предотвратить самовозбуждение, либо резко выраженный звон при использовании кабелей с высокой емкостью - включить на выходе усилителя индуктивность. Она должна быть зашунтирована соответствующим резистором для уменьшения добротности индуктивности. Типичная схема показана на Рис. 10. Для читателей, желающих изучить это более подробно, прочитайте «The Audio Power Interface» . Во многих случаях было бы лучше использовать намного меньшее сопротивление, чем обычно применяемые 10 Ом - я думаю, около 1 Ом или порядка того. В некоторых усилителях мощности производства National Semiconductor оптимальным значением является 2,7 Ом. В идеале кабели с низкой индуктивностью и высокой емкостью всегда должны иметь дополнительную цепь Цобеля 100 нФ/10 Ом на конце, подключаемом к громкоговорителям. Когда это будет сделано, кабель на высоких частотах не будет больше восприниматься, как конденсатор. К прискорбию, немногие производители аудиоколонок (если такие вообще есть) считают целесообразным ставить эту цепь на входные клеммы колонок.

Другой альтернативой является включение резистора последовательно с выходом усилителя, но это, естественно, даст двойной эффект - уменьшит выходную мощность и коэффициент демпфирования. При значениях резисторов, достаточных для предотвращения самовозбуждения, указанные выше потери становятся чрезмерными и вся потерянная мощность должна преобразоваться в тепло на резисторе.

Выбор номинала индуктивности не составляет труда - при нагрузке 8 Ом он должен быть, как правило, не более 20 мкГн, причем, любая индуктивность больше, чем указанная, приведет к неприемлемому затуханию высоких частот. Дроссель индуктивность 6 мкГн, как показано на рис. 10, будет приводить к потерям (при условии, что его сопротивление составляет 0,03 Ом) на 0,03 дБ на низких частотах и около 0,2 дБ на частоте 20 кГц. Эти потери незначительны и слышны не будут. В отличие от этого, звон (или, в крайних случаях, самовозбуждение) выходных каскадов будет слышен (даже очень низкого уровня), как увеличение искажений, а в крайних случаях даже может разрушить выходные транзисторы.

Самовозбуждение транзисторов

Не для всех это очевидно, но самовозбуждаться может транзисторный каскад даже с единичным усилением. В операционных усилителях и усилителях мощности на выходах обычно используются эмиттерные повторители, а отказ от изоляции транзисторного каскада от влияния соединительного кабеля может заставить каскад (и регулярно заставляет) самовозбуждаться. Для всех операционных усилителей, подключаемых к внешней периферии (к примеру, через разъемы на передней или задней панели), должен применяться последовательный резистор. Как правило, достаточно значений от 47 до 220 Ом. Я обычно использую 100 Ом, но могут потребоваться более низкие (или более высокие) значения, в зависимости от того, чего нужно достичь.

В симуляторах и на лабораторном стенде я смог составить схему однотранзисторного эмиттерного повторителя (показанную на рис. 11), радостно самовозбуждавшуюся с нагрузкой в виде реальной линии передачи (такой как длина коаксиального кабеля) или составленной из эквивалентных ей индуктивности на 500 мкГн и емкости на 100 пФ в качестве настроенной последовательной цепи.

Этот эффект ухудшается по мере снижения импеданса источника, но даже базовый резистор-пробка самовозбуждению не препятствует. Эффективным будет только заглушение линии передачи цепью Цобеля или последовательным сопротивлением. Если Вас вдруг заинтересует, почему осциллограф подключен к точке соединения индуктивности и емкости - это позволяет последовательному резонансу усилить высокочастотный компонент, что делает его лучше видимым.

Для усилителей мощности эта проблема решается с помощью цепи Цобеля, опционально с последовательной индуктивностью. Для малосигнальных каскадов разумнее использовать резистор последовательно с выходом. Обычно номинал резистора составляет от 22 до 100 Ом и это будет видно во всех конструкциях ESP, где операционный усилитель подключается к внешней нагрузке (или даже к внутреннему кабелю). Резистор можно использовать и с усилителями мощности, но за счет потери мощности, повышения тепловыделения и потери коэффициента демпфирования. Для усилителя мощности выходная индуктивность может быть заменена резистором на 1 Ом (иногда меньше), но так делается очень редко.

В моем собственном усилителе (последнее воплощение - Проект № 3A) я не использовал выходной индуктивности, а вместо нее поставил корректирующий конденсатор (между коллектором и базой транзистора каскада усиления напряжения) с емкостью несколько больше обычной. Это позволило стабилизировать усилитель во всех рабочих режимах, но за счет скорости нарастания (и, как следствие, ограниченной скорости нарастания мощности на высоких частотах). Это было в значительной степени экономическим решением, поскольку пара керамических конденсаторов намного дешевле, чем индуктивность, а усилитель использовался в то время в основном для усиления музыкальных инструментов, поэтому расширенная вверх полоса воспроизведения была фактически нежелательной. Полная пропускная способность - способность усилителя выдавать полную мощность во всем диапазоне рабочих частот - это верный способ повредить слух, высокочастотные рупорные динамики (и т.д.) в условиях живой музыки, поэтому такой компромисс не являлся ограничивающим. Однако…

Есть еще одна причина, по которой последовательная выходная индуктивность может быть полезна. Было высказано предположение (только не помню, кем именно), что радиочастоты, принятые проводами, идущими к громкоговорителям, могут через отрицательную обратную связь поступать обратно на входной каскад. Если посмотреть на типичную схему, это кажется правдоподобным, но эту теорию я проверял не слишком глубоко.

Однако, учесть основы этого при разработке не так уж и сложно. Поскольку известно, что в частотном отклике усилителя при незамкнутой цепи обратной связи должен быть доминирующий полюс (конденсатор, показанный на рис. 5 и 6), то из того, что если при замыкании цепи обратной связи он остается стабильным, следует, что по мере снижения внутреннего усиления с увеличением частоты, выходной импеданс должен повышаться (из-за меньшей глубины общей обратной связи). Это так и в самом деле и к тому моменту, когда частота попадет в мегагерцовую область, на выходном каскаде будет пренебрежимо малая нагрузка для любых таких частот.

Если не приняты соответствующие меры предосторожности (как показано на рис. 4) для цепи отрицательной обратной связи, вполне вероятно, что может произойти детектирование наводок радиочастотного диапазона. В моей собственной двухканальной системе (в которой используется предшественник усилителя по Проекту № 3A , описанный выше, все еще без выходной индуктивности), у меня самого недавно были проблемы с обнаружением местной AM-радиостанции. Установка дросселей, подавляющих излучение радиочастотного диапазона (в основном, петля кабеля к динамикам, продетая 3 или 4 раза через ферритовое кольцо) полностью устранила данную проблему, поэтому я должен сделать вывод, что такое действительно вероятно или даже возможно.

Если к усилителю когда-либо будут подключаться «экзотические» (дорогие «аудиофильские») кабели, то важно использовать выходную индуктивность. Как отмечалось выше, индуктивность должна быть ограничена, чтобы предотвратить спад по высокой частоте, а для сопротивлений нагрузки до 4 Ом индуктивность не должна превышать порядка 10 мкГн. В большинстве случаев будет достаточно количества витков, размещаемых на резисторе 10 Ом мощностью 1 Вт, а используемый провод должен быть достаточно толстым, чтобы пропустить полный ток к динамику.

Выходной ток

Максимальный выходной ток усилителя мощности часто считается чем-то таким, на что влияют только выходные транзисторы и, чтобы снизить импеданс, добавление большего количества транзисторов автоматически обеспечит бо́льший ток. Это отчасти верно, потому что биполярные транзисторы нуждаются в базовом токе, который должен поступать с драйверного каскада.

Обычно смещение каскада усиления напряжения позволяет обеспечить базовый ток в 1,5… 5 раз больший, чем необходимо выходным транзисторам и их драйверам. Если выходной ток этого каскада недостаточен, то искажения, вероятно, существенно возрастут, поскольку ток изменится на бо́льшую величину. Если ток каскада усиления напряжения слишком велик, то на транзисторе будет выделяться слишком много тепла, от которого придется избавляться и при этом можно превысить максимально допустимые значения параметров для транзистора. Обычно я работаю с цифрой порядка удвоенного ожидаемого тока выходного каскада, но в некоторых случаях он будет больше или меньше. При проектировании следует учитывать также самый низкий ожидаемый коэффициент усиления по току всех используемых транзисторов.

В качестве примера рассмотрим типичный выходной каскад усилителя мощности. Предполагая, что напряжение источника питания составляет ± 35 В, максимальный (пиковый) выходной ток будет равен 35/8 = 4,375 А (с учетом того, что нагрузка составит 8 Ом). Поскольку мы знаем, что в комбинации драйвера/силовой транзистор будут некоторые потери, мы можем с уверенностью предположить, что максимальный (пиковый) ток равен 4 А. Подходящий силовой транзистор может быть задан с минимальным коэффициентом усиления (h FE) 25 и током коллектора 4 А. Драйверные транзисторы обычно имеют более высокий коэффициент усиления, возможно, 50 при токе коллектора 250 мА. Произведение двух коэффициентов усиления по току достаточно точно для того, что нам нужно и дает итоговый h FE = 1000. Таким образом, максимальный базовый ток будет составлять 4 мА.

Если мы решим использовать ток каскада усиления напряжения, равный удвоенному ожидаемому току выходного каскада, то это означает, что драйвер будет работать с током примерно 8 мА. Такое значение тока может быть достигнуто с помощью либо источника тока, либо схемы вольтодобавки с использованием пары последовательных резисторов по 2,2 кОм. При максимальном колебании выходного напряжения (близком к ± 35 В), ток драйвера увеличится до 12 мА или уменьшится до 4 мА, в зависимости от полярности. Источник тока или вольтодобавка будут поддерживать стабильный ток, но усилитель напряжения должен иметь дело с током, который изменяется на ± 4 мА при изменении тока в нагрузке.

Если импеданс нагрузки упадет до 4 Ом, то источник тока будет по-прежнему способен обеспечивать только 8 мА, поэтому выходной ток будет ограничен 8 А, поскольку драйвер в этой точке цикла имеет нулевой ток. В противоположной крайности драйвер должен будет справиться с 16 мА, когда он будет открыт полностью. При еще более низких сопротивлениях драйвер сможет отдать больше тока, но источник тока будет неуклонно отказываться выдать больше, чем 8 мА, для которых он был разработан, поэтому максимальный выходной ток будет ограничен значением 8 А в одном направлении (когда выходной сигнал каскада обеспечивается источником тока, а транзистор каскада усиления напряжения закрыт) или какой-либо другой (возможно, чрезмерный) максимальный ток в противоположной полярности.

Однако, внимание!! Каскад усиления напряжения (драйвер А-класса) потому так и называется, что он никогда не должен отключаться - теперь же мы получили каскад АВ-класса, который не только нежелателен, но даже неработоспособен на несимметричный выходной каскад! Выходной сигнал усилителя мощности будет асимметрично ограничиваться и больше не находится в линейном диапазоне - он искажается.

Добавление более мощных транзисторов обеспечит очень ограниченные преимущества, т.к. максимальный базовый ток по-прежнему ограничен источником тока, питающего каскад усиления напряжения. Чтобы получить максимальную мощность при более низких сопротивлениях нагрузки, необходимо увеличить либо усиление выходного каскада, либо увеличить выходной ток каскада усиления напряжения. Увеличение коэффициента усиления транзисторов выходного каскада не является тривиальным - следует использовать либо другую топологию, либо драйверные и выходные транзисторы с бо́льшим коэффициентом усиления.

Этап проектирования усилителя обусловлен аналогичными принципами, независимо от топологии. «Принципы работы усилителя» ...

Выходная мощность в сравнении с сопротивлением нагрузки

Выходная мощность определяется импедансом нагрузки и доступными выходными напряжением и током усилителя. Усилитель, способный обеспечить максимальный выходной ток силой 2 А, не сможет выдать больше только потому, что Вы этого желаете. Такой усилитель будет ограничен выходной мощностью 16 Вт «RMS» на 8 Ом, независимо от напряжения питания. Аналогично, усилитель с напряжением питания ± 16 В не сможет обеспечить более 16 Вт RMS на 8 Ом, независимо от его возможностей по выходному току. Имея возможность выдать больше тока, усилитель сможет обеспечить (к примеру) 32 Вт на 4 Ом (пиковый ток 4 А) или 64 Вт на 2 Ом (пиковый ток 8 А), но на 8 Ом не выдаст больше мощности, чем позволит напряжение питания.

Ток драйверного каскада

Драйверный каскад, особенно в случае использования биполярных транзисторов, должен обеспечивать достаточный ток для выходных транзисторов. С МОП-транзисторами драйвер должен иметь возможность достаточно быстро заряжать и разряжать затворно-истоковую емкость, чтобы можно было получить необходимую мощность на самых высоких частотах, представляющих интерес.

Для простоты, если биполярные выходные транзисторы имеют коэффициент усиления 20 при максимальном токе в нагрузке, драйверы должны быть в состоянии обеспечить для этого достаточный базовый ток. Если максимальный ток равен 4 А, то драйверы должны иметь возможность выдать выходным транзисторам 200 мА базового тока.

Каскад усиления напряжения

Каскады, расположенные перед драйверными транзисторами, должны иметь возможность обеспечить достаточный ток для своей нагрузки. Каскад усиления напряжения биполярного или MOSFET-усилителя должен обеспечить ток, достаточный для удовлетворения потребностей в базовом токе биполярных драйверов или емкости затвора полевых МОП-транзисторов.

Опять же, используя пример, приведенный ранее, с биполярными транзисторами, максимальный базовый ток для выходных транзисторов составлял 200 мА. Если драйверы имеют минимальный коэффициент усиления 50, тогда их базовый ток будет составлять:

Поскольку каскад усиления напряжения должен работать в режиме А (какой сюрприз, не так ли?!), ему необходимо будет работать с током, в 1,5-5 раз бо́льшим ожидаемого максимального базового тока драйверного транзистора, чтобы он никогда не выключался. То же самое относится и к усилителю на полевых МОП-транзисторах, которые будут ожидать (к примеру) максимального тока заряда (или разряда) затворной емкости силой 4 мА на самых высоких амплитудах и частотах. Для упражнения мы будем считать, что ток каскада усиления напряжения (VAS), равен удвоенным потребностям базового тока драйверных транзисторов, т.е. 8 мА.

Входные каскады

Входные каскады всех транзисторных усилителей должны обеспечивать подачу базового тока каскаду усиления напряжения. На этот раз требуется ток, в 2…5 раз бо́льший ожидаемого максимального базового тока каскада усиления напряжения. Если каскад усиления напряжения работает с током покоя 8 мА, то его максимальный коллекторный ток будет составлять 12 мА (постоянный ток + базовый ток драйвера). Предполагая, что коэффициент усиления равен 50 (опять же), это означает, что входной каскад должен иметь возможность выдать 12/50 = 240 мкА, поэтому для сохранения линейности он должен работать при минимальном токе 240 мкА · 2 = 480 мкА.

Входной ток

Входной ток первого каскада определяет входной импеданс усилителя. Используя приведенную выше цифру коллекторного тока, равного 480 мкА, базовый ток входных транзисторов, имеющих коэффициент усиления 100, будет составлять 4,8 мкА,. Если усилитель разработан для работы с входным напряжением 1 В на максимальной мощности, то импеданс составляет: 208 кОм (R = V/I ).

Поскольку этот каскад должен быть смещенным, применяем те же правила, что и раньше - границы диапазона составляют от 2 до 5, поэтому максимальное значение резисторов смещения должно быть 208/2 = 104 кОм. Более низкое значение является предпочтительным и я полагаю, что более уместен коэффициент 5, давая 208/5 = 42 кОм (без проблем можно использовать 47 кОм).

Это только рекомендации (естественно) и есть много случаев, при которых ток больше (или меньше), чем предполагалось. Конечным результатом является звук усилителя и подход, описанный в учебниках, не всегда дает ожидаемый результат.

Некоторые заметки по конструкции источника питания

Как известно, поведение трансформатора описывается при резистивной нагрузке в течение полного периода, но если после выпрямителя стоит конденсаторный фильтр (99,9% всех источников питания усилителей) рассчитанные и измеренные цифры никогда не будут совпадать.

Поскольку в течение довольно большого периода времени напряжение переменного тока со вторичной обмотки трансформатора ниже, чем на конденсаторе, то в это время выпрямительные диоды ток не проводят. В течение коротких периодов, когда диоды открываются в проводящее состояние, трансформатор должен восполнить всю энергию, потребленную из конденсатора в период между открытыми состояниями диодов, а также обеспечить мгновенный выходной ток.

Рассмотрим источник питания, показанный на рис. 13. Это абсолютно обычный двухполупериодный выпрямитель с конденсаторным фильтром (для удобства он показан, как однополярный). Предполагается, что схема имеет полное эффективное последовательное сопротивление, равное 1 Ом, образованное сопротивлением обмоток трансформатора (первичной и вторичной). Конденсатор C1 имеет значение 4 700 мкФ. Вторичное напряжение трансформатора равно 28 В. На диодах при полной мощности упадет около 760 мВ.

Трансформатор рассчитан на 60 В·А и имеет сопротивление первичной обмотки 4,3 Ом, вторичной - 0,5 Ом. Эти импедансы пересчитываются на внутреннее сопротивление потерь на медь, равное 1,0 Ом.

При сопротивлении нагрузки 20 Ом, как показано на рисунке и при выходном токе 1,57 А, время проводящего состояния диодов составляет около 3,5 мс, а пиковое значение тока, текущего в конденсатор 100 раз в секунду - 4,8 А (с интервалом в 10 мс). Поэтому время проводящего состояния диодов составляет 35% от длительности цикла. Среднеквадратичный ток во вторичной обмотке трансформатора равен 2,84 А.

Размах пульсаций напряжения на нагрузке (пик-пик) составляет 2,2 В (692 мВ среднеквадратичного значения «RMS») и ожидаемо имеет пилообразную форму. Среднее напряжение постоянного тока составит 31,6 В. Напряжение питания без нагрузки составит 38,3 В, поэтому при выходном токе 1,57 А, потери составят:

где V n - напряжение без нагрузки;
V l -напряжение под нагрузкой.

Для данного примера это достаточно близко к 17 %, что вряд ли является хорошим результатом. Для сравнения, фактические потери в трансформаторе будут составлять 8 % для выходного тока 2,14 А при напряжении 28 В. Обратите внимание, что среднеквадратичный переменный ток во вторичной обмотке трансформатора составляет 2,84 А (примерно равный постоянному току, умноженному на 1,8) для выходного постоянного тока силой 1,57 А - это так должно быть, поскольку в противном случае мы что-то получили бы даром - вопреки науке и сборщику налогов.

Выходная мощность составляет 31,6 В · 1,57 А = 49,6 Вт, а по входу - 28 В · 2,84 А = 79 В·А.

Входная мощность трансформатора составляет 60 Вт, поэтому коэффициент мощности:

Следует учесть много потерь, причем, большая часть из них обусловлена падением напряжения на диодах (по 600 мВт на каждый диод, всего 2,4 Вт) и на сопротивлении обмотки трансформатора (8 Вт при полной нагрузке). Даже эквивалентное последовательное сопротивление (ESR) конденсаторов добавляет небольшую потерю, равно как и сетевая проводка. Также имеется дополнительная потеря в «железе» трансформаторного сердечника - это сумма тока, необходимого для поддержания уровня магнитного потока в трансформаторе, плюс потери на вихревые токи, нагревающие сердечник. Потери в железе наиболее значительны при отсутствии нагрузки и могут обычно игнорироваться при полной нагрузке.

Несмотря на то, что для этого примера трансформатор перегружен, при условии, что перегрузка будет кратковременной, никаких повреждений не будет. Трансформаторы обычно рассчитаны на среднюю мощность (В·А) и могут выдерживать большие перегрузки при условии, что долгосрочно не будет превышено среднее значение. Продолжительность допустимой перегрузки в значительной мере определяется тепловой массой самого трансформатора.

Ток пульсаций конденсатора . Хорошо известно, что более крупные трансформаторы обладают лучшими параметрами, чем небольшие, поэтому обычной практикой является использование трансформатора с повышенной мощностью для данного применения. Это может значительно улучшить КПД, но также создаст бо́льшие напряжения на конденсаторе фильтра из-за более высокого тока пульсаций. Этот параметр указывается в даташите производителя для конденсаторов, предназначенных для использования в источниках питания и его нельзя превышать. Чрезмерный ток пульсаций вызовет перегрев и возможный выход конденсаторов из строя.

Большие конденсаторы обычно имеют более высокий номинальный ток пульсаций, чем малые (как физические, так и емкостные). Полезно знать, что два конденсатора емкостью по 4 700 мкФ, как правило, имеют более высокий суммарный ток пульсаций, чем один конденсатор на 10 000 мкФ, а также демонстрируют более низкое ЭПС (эквивалентное последовательное сопротивление). Такая комбинация, как правило, будет и дешевле - один из немногих примеров, когда действительно можно получить что-то ни за что.

Дополнительную информацию по этому вопросу см. в статье « ».

Измерения в сравнении с субъективностью

Если я никогда не слышу от кого-то жалоб на то, что «измерения искажений недействительны и являются пустой потерей времени», то это очень скоро произойдет. Как же мне надоели самопровозглашенные эксперты ([игра слов: expert s = “x” + “ spurt” ] где “x ” - неизвестная величина, а “spurt ” - струя под давлением), утверждающие, что сигналы «реального мира» намного сложнее синусоиды и что статические измерения искажений совершенно бессмысленны! Аналогично, некоторые жалуются на то, что синусоиды «слишком просты» и что они не могут проявить усилитель так же, как музыка.

Измерения не являются бессмысленными и сигналы реального мира являются синусоидами! Единственное различие заключается в том, что в музыке обычно присутствует большое количество объединенных вместе синусоид. Не существует мириад сигналов, одновременно проходящих через усилитель, а только один-единственный (для одного канала, естественно).

Физика утверждает, что никакие две массы не могут одновременно занимать одно и то же физическое пространство, то же самое относится и к напряжениям и токам. В любой момент времени может быть только одно значение напряжения и одно значение тока, протекающего через один элемент схемы - если бы было как-то по другому, то концепция цифровой записи никогда бы не существовала, поскольку в цифровой записи мгновенные значения напряжения преобразуются в цифровой код с частотой выборки. Ситуация была бы явно невозможной, если бы были упомянуты три разных напряжения одновременно.

Итак, как же эти "x-spurts " определяют, имеются ли в усилителе крошечные искажения в виде «ступеньки» (например)? Я рассматриваю их, как остаточные продукты моего измерителя искажений, которые мгновенно распознаются, что же именно представляют собой на самом деле и я вижу разницу, когда выполняю в схеме изменения для устранения проблемы. Если бы мне пришлось полагаться только на свои уши (которые, хоть и становятся старше, но всё еще неплохо мне служат), то потребовалось бы гораздо больше времени, чтобы определить проблему и даже еще больше, чтобы удостовериться, что она исчезла. Я не говорю о действительно грубых искажениях в виде «ступеньки», которые получаются из-за потери смещения в усилителе, я имею в виду рудименты - минимальные величины, едва регистрируемые мультиметром. Чтобы увидеть точную форму искажений, я использую осциллограф. Я подозреваю, что эта дилемма «решена» кем-то просто без применения двухтактного (push-pull) усилителя вообще, тем самым гарантируя, что мощность сильно ограничена, а другие искажения настолько велики, что не посмели опубликовать результаты.

Эти же "x-spurts ", если повезет, могут лирически отзываться в отношении какого-то действительно громоздкого несимметричного маломощного усилителя на триодных лампах с весьма сомнительным выходным трансформатором, ограниченным частотным диапазоном и единичным коэффициентом демпфирования.

Не поймите меня неправильно: я не утверждаю, что выше приведена характеристика любых несимметричных триодных усилителей (к примеру), есть некоторые, которые, я уверен, звучат очень красиво. Не так, как мне нравится, но «красиво». Я видел опубликованные в Интернете схемы, которые я бы не использовал даже для динамика радиочасов (никаких имен, поэтому даже не спрашивайте!) и «отзывы» от людей, купивших этот мусор, но, несомненно, есть некоторые схемы, в которых применены действительно качественные компоненты и, вероятно, нормально звучащие при малых уровнях громкости.

Простите, если я говорю излишне пристрастно (даже ядовито), но, откровенно говоря, это плохо. Существует так много людей, размахивающих своим «знанием» и многие из них либо потворствуют Волшебному Рынку, либо говорят сквозь свои шляпы.

Вся идея проведения измерений состоит в том, чтобы гарантировать соответствие продукта некоему стандарту качества. Как только этот стандарт будет убран в ожидании, что судьей станут наши уши, то каким образом мы должны знать, получили ли то, за что заплатили? Если продукт будет звучать «плохо», должны ли мы принять это, как факт, либо, возможно, следует слушать его достаточно долго, чтобы привыкнуть к звуку (в итоге такое произойдет - это привыкание субъективистами называется «вписыванием»). Такое я принять не согласен и знаю, что многие другие чувствуют то же самое.

Пожалуйста, не думайте, что я защищаю технические характеристики, ибо это не так. Мне просто кажется, что потребители имеют право на какой-то минимальный стандарт характеристик, которым аппаратура должна соответствовать (или превышать его). Я еще ни разу не слышал ни одного усилителя с высокими уровнями искажений и/или ограниченной полосой частот, который бы звучал лучше, чем аналогичный усилитель с меньшими искажениями и более широкой полосой пропускания. Это означает, что мы сравниваем подобное с подобным - сравнение хорошего лампового усилителя и неважного транзисторного покажет, что транзисторный усилитель имеет лучшие функции, но мы можем быть уверены, что звучать он будет хуже. В аналогичном ключе хороший транзисторный усилитель по сравнению с довольно плохим ламповым усилителем может вызвать некоторую путаницу, часто из-за низкого коэффициента демпфирования в ламповом усилителе, что позволяет легко представить себе, что он звучит «лучше».

Измерения нужны, потому что они рассказывают о вещах, которые часто или не слышны, или могут быть слышны так, что вводят чувства в заблуждение. Тестовые прослушивания также необходимы, но они должны быть проведены надлежащим образом, в виде истинного слепого A-B теста, в противном случае их результаты просто бессмысленны. Прицельные тесты (в которых точно известно, какое именно оборудование прослушивается) являются фатально ошибочными, т.к. почти всегда обеспечивают заранее ожидаемый результат.

Лампы в сравнении с биполярными и полевыми МОП-транзисторами

Это спор, длящийся годами и, кажется, мы не ближе к разрешению дилеммы, чем были в самом его начале. Я работал со всеми тремя классами компонентов и у каждого есть свои собственные особенности звучания. Коротко рассмотрим различия - это не исчерпывающий их список и это не значит, что перечислены основные моменты, на которые влияет мой собственный опыт (должен сознаться, и предрассудки тоже). Прошу извинить за несколько случайный порядок сравнений:

Лампы:

Лампы являются преобразователями напряжения в ток, поэтому их выходной ток управляется входным напряжением. Для получения выходного напряжения к нагрузке (анодный резистор или трансформатор) необходимо приложить переменный выходной ток.

• Лампы сами по себе являются, в сущности, относительно линейными и в ограниченном диапазоне могут работать вообще без обратной связи, по-прежнему обеспечивая сигнал высокого качества. Диапазон, как правило, более чем достаточен для предусилителей, но доведен до максимального предела в усилителях мощности.
• Относительно низкий коэффициент усиления единичной лампы означает, что потребуется либо больше ламп, либо меньшая глубина обратной связи.
• «Мягкие» характеристики искажений означают, что большинство искажений низкого порядка (включая искажения типа «ступенька», клиппирование) звучат не столь же навязчиво или утомительно, как «жесткое» искажение.
• Искажения начинаются постепенно и потеря чистоты звука эффективно предупреждает слушателя о приближении пределов, но не столь навязчиво.
• Искажения обычно поддаются измерениям при почти любом уровне мощности, но имеют низкий порядок (в основном это 2-я и 3-я гармоники, обычно присутствуют также небольшие количества дополнительных гармоник).
• Ограниченная обратная связь, в основном, из-за того, что выходной трансформатор привносит фазовый сдвиг на низкой и высокой частотах, поэтому большая глубина общей обратной связи, как правило, невозможна без самовозбуждения. Это ведет к(относительно) ограниченной полосе пропускания.
• Высокий выходной импеданс означает, что коэффициент демпфирования в усилителях мощности, как правило, довольно плох. Очень трудно достичь очень низких значений выходного импеданса.
• Лампы имеют внутри идеальный диэлектрик (в основном, вакуум плюс слюда), что обеспечивает высокую линейность емкости Миллера, однако, неизвестно, способствует ли это каким-либо слышимым преимуществам.
• Неэффективный выходной каскад, позволяющий усилителю звучать громче, чем на самом деле, основываясь на реальной мощности. Это может показаться противоречием, но ламповый усилитель имеет «податливый» выход, позволяющий ему обеспечивать более высокое колебание напряжения на высокоимпедансных нагрузках (например, высокочастотный громкоговоритель при резонансе).
• Достаточно надежны и могут выдерживать короткие замыкания без повреждений, НО при разомкнутых цепях в выходном трансформаторе могут формироваться высоковольтные выбросы напряжения, которые могут вызвать пробой изоляции в его обмотках или в ламповых гнездах (короткое замыкание - нормально, разомкнутые цепи - плохо).
• Обычно довольно терпимы к тяжелым нагрузкам, таким, как электростатические громкоговорители.
• Замечательная ностальгическая ценность, которая позволяет людям прощать недостатки и реально полагать, что усилитель на самом деле звучит лучше, чем действительно хороший твердотельный. Адекватное двойное слепое тестирование, как правило, раскрывает правду, при условии, что выходной импеданс твердотельного усилителя модифицируется под импеданс лампового!

Биполярные транзисторы:

По умолчанию биполярные транзисторы являются преобразователями тока в ток. Это означает, что для достижения изменений выходного тока они используют изменения входного тока, который меньше выходного (поэтому и происходит усиление). Опять же, чтобы обеспечить выходное напряжение, необходимо использовать резистор или другую нагрузку. Следует отметить, что в некоторых статьях вы увидите, как автор настаивает на том, что транзисторы управляются напряжением. Однако, я считаю, что это противоречит реальности. Я всегда работал с ними, как с устройствами, управляемыми током и буду продолжать это делать.

• Транзисторы также довольно линейны в ограниченном диапазоне, но из-за более низких рабочих напряжений их, как правило, невозможно использовать без обратной связи, если требуется сигнал очень высокого качества, даже в каскадах предусиления.
• Высокое и очень высокое усиление единичного транзистора, позволяющее локальной обратной связи линеаризовать схему до применения общей обратной связи.
• В большинстве топологий обратной связи искажения начинаются внезапное и без предупреждения.
• Искажения низкие или очень низкие, при условии, что не достигается отсечки (клиппирования). Это создает как гармоники низкого порядка, аналогично ламповому усилителю, так и гармоники высокого порядка, которые могут быть очень утомительными.
• Полоса пропускания широкая или даже очень широкая, в сочетании с низким фазовым сдвигом, в основном, из-за исключения выходного трансформатора. Широкая полоса пропускания, очевидно, является преимуществом, но фазовый ответ, в отношении его общей ценности для слушателя, весьма спорный.
• Обычно большая глубина общей обратной связи, необходимой для линеаризации выходного каскада, особенно в точке смены активной области работы (0 В) выходных каскадов усилителей мощности.
• Полное игнорирование разомкнутого состояния цепи нагрузки, но требуют защиты от мгновенного повреждения вследствие короткого замыкания выходных клемм (разомкнутые цепи - норма, короткое замыкание - плохо, т.е. противоположно лампам).
• Емкость Миллера в транзисторах имеет несовершенный диэлектрик и изменяется с приложенным напряжением. Это может быть причиной того, что некоторые транзисторные усилители могут самовозбуждаться при определенном уровне напряжения (небольшие всплески самовозбуждения на волне сигнала, но только выше определенного напряжения на транзисторе). Ситуация каверзная.
• Непереносимость сложных нагрузок без принятия решительных мер для обеспечения стабильности. Это может существенно увеличить сложность конструкции.

Полевые МОП-транзисторы:

Полевые МОП-транзисторы, подобно лампам, являются преобразователями напряжения в ток и для управления выходным током требуют приложения к затвору напряжения. Выходной ток в напряжение, как и в предыдущих случаях, преобразует резистор или другая нагрузка. Здесь я обсуждаю боковые МОП-транзисторы (предназначенные для аудио), а не переключательные типы. HEXFET и аналогичные коммутационные МОП-транзисторы (вертикальные МОП-транзисторы) на самом деле не подходят для линейного режима и обладают некоторыми интересными механизмами отказов, которые только и ждут, чтобы Вас укусить. Итак, для боковых МОП-транзисторов:

• Подобны большинству комментариев о биполярных транзисторах со следующими отличиями:
• Начало искажений (клиппирования) не столь дикое (обычно), как у биполярных транзисторов, но гораздо более неожиданное, чем у ламп. Эта разница очень незначительна и ее можно смело игнорировать.
• Могут быть не настолько линейными, как лампы или транзисторы, особенно вблизи области отсечки. Большие различия между различными типами (боковые/вертикальные).
• Более эффективны, чем лампы, но не столь же эффективны, как биполярные транзисторы. В усилителе на МОП-транзисторах размах изменений выходного напряжения всегда будут меньше, чем в усилителе на биполярных транзисторах (для того же напряжения питания), если не используется вспомогательный источник питания.
• Усиление (обычно) выше, чем у ламп, но ниже, чем у биполярных транзисторов, что ограничивает возможности применения местной обратной связи и даже общая (глобальная) обратная связь может не устранить искажений, подобных биполярным транзисторам, особеннодля вертикальных МОП-транзисторов.
• Низкие искажения (боковые типы), но чтобы обеспечить достаточную обратную связь для устранения искажений в виде «ступеньки», может потребоваться большее усиления в предыдущих каскадах.
• Очень широкая полоса пропускания (лучше, чем у биполярных транзисторов), требующая меньшей компенсации, вследствие чего полная мощность некоторых усилителей распространяется до частоты 100 кГц, однако, это значение является спорным.
• Более надежные, чем биполярные транзисторы и не страдают от последствий вторичного пробоя - для защиты от короткого замыкания могут использоваться предохранители и не требуется защита от разомкнутой цепи нагрузки.
• Разумно толерантны к тяжелым нагрузкам без чрезмерного усложнения схемы.

Чтобы усложнить вопрос: как указано выше, существуют два основных типа МОП-транзисторов: боковые и вертикальные. Это относится к внутренней структуре. Боковые МОП-транзисторы хорошо подходят для аудио (см. Проект № 101), а вертикальные (например, HEXFET) предназначены для высокоскоростного переключения и для аудио не подходят. Несмотря на это, можно сделать хорошо работающий усилитель и с применением HEXFET, что было достигнуто многими любителями и производителями.

Из-за различий, изложенных выше, очень важно сравнивать подобное с подобными, т.к. каждый класс имеет свои сильные и слабые стороны. Кроме того, каждый из типов твердотельных усилителей имеет свою нишу, где они будут превосходить другие, независимо от технических характеристик. Ламповые усилители являются в их окружении странным персонажем, гораздо вероятнее выбираемыми преданными поклонниками, которые ничего иного не будут использовать, тогда, как большинство пользователей твердотельных усилителей являются (или должны являться) прагматичной группой, пользующейся наиболее подходящей конфигурацией для нужной задачи.

Во время написания этой статьи не было такой вещи, как очень популярный (но неуловимый) «прямой провод с усилением». Но погодите - об этом будет дальше…

Скорость нарастания и интермодуляция

Другим аспектом разработки усилителя является скорость нарастания. Этот термин не совсем понятен, а его возможные последствия - еще меньше.

Номограмма скорости нарастания сигнала

Многими авторами, писавшими по этому вопросу, утверждалось, что в усилителе с ограниченной скоростью нарастания будут образовываться быстропротекающие интермодуляционные искажения или БИМ. Теоретически это совершенно верно при условии, что скорость нарастания достаточно низка, чтобы находиться в пределах слышимой полосы частот (т.е. ниже 20 кГц), и воспроизводимая фонограмма на таких высоких частотах имеет достаточный уровень, чтобы заставить усилитель входить в ограничение.

Приведенная ниже номограмма полезна для определения требуемой скорости нарастания напряжения любого усилителя, чтобы он был способен воспроизвести требуемую частотную полосу аудиосигнала без внесения компонентов искажений из-за недостаточной скорости нарастания.

Чтобы использовать эту номограмму, выберите сначала максимальную частоту в верхнем ряду. К примеру, 30 кГц. Затем выберите фактическое выходное напряжение (пиковое значение RMS * 1.414), которое усилитель должен иметь возможность воспроизвести. Для усилителя мощностью 100 Вт на 8 Ом это 28 В или 40 В. Теперь нарисуйте линию через эти две точки, как показано на рисунке и прочитайте скорость нарастания в нижнем ряду. В данном примере это 8 В/мкс. На самом деле это значение намного превышает то, что действительно необходимо, поскольку усилителем не может воспроизводиться музыка с частотой 30 кГц при практически полной мощности.

На частоте 20 кГц от нашего усилителя мощностью 100 Вт потребуется выходная мощность, возможно, всего 10 Вт (как правило, намного меньше) и это всего лишь при амплитуде выходного напряжения около 12 В. Использование номограммы с этими цифрами показывает, что вполне достаточной будет скорость нарастания около 2 В/мкс. Такой усилитель будет входить в т.н. ограничение скорости нарастания мощности при полной мощности на частотах выше 10 кГц или около того, преобразуя входную синусоидальную волну в треугольную, амплитуда которой уменьшается с увеличением частоты.

Некоторые утверждают, что такие искажения слышимы и, хотя это в значительной степени субъективно, их можно измерить различными способами. То, что типичный звуковой сигнал является сложной смесью сигналов, не имеет никакого реального значения, потому что у усилителя нет неотъемлемой концепции «сложности», более того, он не имеет своего мнения о сегодняшней дате или цвете Ваших трусов. В любой момент времени имеет место мгновенное значение входного напряжения, которое должно быть увеличено по амплитуде и обеспечить ток, необходимый для управления громкоговорителем. Пока это входное напряжение не изменяется настолько быстро, что усилитель не в состоянии следовать этим изменениям, то происходит только слабая деградация сигнала (или её вообще не происходит), кроме (надеюсь) незначительных нелинейностей, которые и представляют собой искажения.

Хотя эта теория и прекрасна, существует много укоренившихся предрассудков в отношении «медленных» усилителей. Остается спорным, отличается ли их звучание от других, не имеющих ограничения скорости нарастания в пределах всего слышимого диапазона. Эти различия легко измеряются, но могут быть неактуальны, если система используется для воспроизведения музыки, просто не содержащей очень высоких скоростей нарастания или спада.

Как показано выше, скорость нарастания сигнала в усилителе обычно измеряется в вольтах на микросекунду и является мерой того, насколько быстро выход усилителя может реагировать на быстро изменяющийся входной сигнал. В последнее время скорость нарастания указывают немногие производители (в основном потому, что немногие покупатели понимают, что это такое), но это важный аспект конструкции усилителя. Также важно понимать, что музыка никогда не содержит сигналов, которые генерируют полную мощность при 10 или 20 кГц. Общепризнано, что выше 1-2 кГц амплитуда падает на примерно 6 дБ на октаву, поэтому от усилителя мощностью 100 Вт с пиковым выходом амплитудой 40 В не будет требоваться обеспечить выходной сигнал на частоте 20 кГц амплитудой намного выше 5 В (пиковых). Всегда будут исключения и безопаснее принимать и планировать, как минимум, пиковые 10 В на частоте 20 кГц. Больше не повредит, но, как правило, различия на слух не слышимы (при условии, конечно, двойного слепого теста).

Как видно из изложенного выше, для усилителя (любой конфигурации), способного воспроизвести 28 В RMS на частоте 20 кГц (около 100 Вт/8 Ом) требуется скорость нарастания 4,4 В/мкс. Это означает, что выходное напряжение может изменяться (в любом направлении) со скоростью 8 В за одну микросекунду. Это не особенно быстро и, как должно быть, очевидно, зависит от выходного напряжения. От маломощного усилителя не требуется такой же скорости нарастания, как от усилителя более высокой мощности. Нет никаких реальных требований к тому, чтобы любой усилитель был способен к скорости нарастания большей, чем отмеченная, поскольку уже она значительно больше необходимой. Всё это можно рассчитать или измерить.

Удвоение выходного напряжения усилителя (учетверение мощности) требует, чтобы скорость нарастания удваивалась и наоборот, поэтому усилителю мощностью 400 Вт требуется скорость нарастания 8,8 В/мкс, в то время, как усилителю мощностью 25 Вт требуется только 2,2 В/мкс. Это очень хорошая причина использовать в трехканальной системе усилитель меньшей мощности для ВЧ-динамиков (твитеров), т.к. гораздо проще добиться приемлемой скорости нарастания, если не требуется большого количества выходных транзисторов.

По сути, если выходной сигнал усилителя неспособен реагировать на быстро изменяющийся входной сигнал, то на транзисторах входного дифференциального каскада возникает напряжение ошибки, которую он пытается исправить. Дифференциальный каскад является усилителем, но, что более важно, усилителем ошибки , единственной целью которого является поддержание одинакового напряжения на обоих своих входах. Этот принцип имеет решающее значение для работы твердотельного усилителя. На выходе дифференциальной пары будет сигнал, имеющий, как правило, сильно искаженную кривую напряжения и тока, полностью противоположную по полярности всем искажениям, накопленным в остальных каскадах усилителя (это применимо также к операционным усилителям).

Результатом является (или предполагается) то, что сигнал, поступающий на инвертирующий вход, представляет собой точную инвертированную копию входного сигнала. Если бы такое было достижимо в реальности, то усилитель вообще не имел бы никаких искажений. На самом деле всегда есть небольшая разница и, если каскад усиления напряжения или какой-либо другой каскад входит в зону работы с ограничением скорости нарастания (или приближается к ней), то усилитель ошибки (дифференциальный каскад) больше не может компенсировать эту ошибку.

Как только такое происходит, искажения нарастают, но, что более важно, входной сигнал превосходит возможности усилителя, а продукты интермодуляции резко возрастают. Интермодуляционныые искажения характеризуются тем, что низкочастотный сигнал модулирует амплитуду (и/или форму) высокочастотного сигнала, генерируя дополнительные частоты, отсутствующие в исходном сигнале. Это также происходит, когда усилитель входит в ограничение (клиппирует) или если имеет измеримые искажения типа «ступенька».

Звучит, как обычные искажения, не так ли? При этом также создаются частоты, которых не было в исходном источнике сигнала, но разница в том, что гармонические искажения создают гармоники (отсюда и название), тогда как интермодуляционные искажения - частоты, не имеющие гармонического отношения к любой из исходных частот. Скорее, новые частоты - это сумма и разность двух исходных частот. (Этот эффект широко используется в радио для создания промежуточной частоты, из которой можно извлечь аудио-, видео- или другой желаемый сигнал). Термин «гармонический», в принципе может иметь синонимом «музыкальный», а «негармонический» - выведенный математически, но не связанный с музыкой... если вы понимаете, что я имею в виду.

Продукты интермодуляции будут генерироваться всякий раз, когда дифференциальная пара (усилитель погрешности) теряет контроль над сигналом, поэтому полоса пропускания усилителя должна быть достаточно широкой для гарантии, что такого не может случиться с любым нормальным входным аудиосигналом. Нет ничего плохого или сложного в этом подходе, и он вполне может быть реализован в любой современной конструкции. Несмотря на нереалистичность с музыкальной точки зрения, лучше, если усилитель способен воспроизвести полную мощность на максимальной слышимой частоте (20 кГц), нежели в нем начнется ограничение скорости нарастания на некоторой более низкой частоте.

Причина, по которой я говорю, что в музыке такое нереально - просто та, что нет известного инструмента (кроме плохо настроенного синтезатора), который был бы способен воспроизвести любую гармонику полной мощности на частоте 20 кГц, поэтому, теоретически, усилитель не должен иметь способности её воспроизвести. В действительности же невозможность воспроизведения полной мощности при 20 кГц означает, что усилитель может быть в некоторой степени подвержен преходящим интермодуляционным искажениям при воспроизведении некоторых фонограмм. Или же нет.

Это не является проблемой, затрагивающей простые усилители с неглубокой обратной связью или вообще без нее - они генерируют достаточно гармонических искажений, а не компенсируют недостатки более сложных схем с большим количеством общих обратных связей. Этот факт, как правило, раздражает минималистов, которые часто фанатично верят в отсутствие необходимости в обратной связи в любых обстоятельствах, что заставляет их слушать оборудование, которое считалось бы плохим еще в 1950-х годах.

Частотный отклик и прочее

Немногие разумные люди будут утверждать, что измерения частотной характеристики несущественны или неактуальны и такое измерение является одним из самых простых, которое требуется для успешного усилителя. Опять же, субъективисты желали бы не учитывать какую-то загадочную область нашего мозга, компенсирующую ограниченный ответ и позволяющую просто наслаждаться звуком аудиосистемы. Это верно - мы компенсируем уменьшенный (или нарушенный) частотный отклик, но так быть не должно.

Если достаточно долго слушать радиочасы, то мозг будет полагать, что так и должно быть и соответствующим образом будет себя корректировать. Представьте себе свое удивление, когда Вы услышите что-то, действительно имеющее настоящие низкие и высокие частоты. Первой реакцией будет ощущение, что всего слишком много, но опять же, мозг будет принимать необходимые допущения и через какое-то время это будет звучать уже нормально.

Для усилителей существует множество стандартных измерений, необходимых для того, чтобы можно было принять обоснованное решение (стоит ли вообще слушать этот усилитель?). Я действительно возражаю против мнения, что «Неважно, что показывают измерения - зато это звучит здорово!». В реальности такое случается редко - если измерения усилителя отвратительны, то он почти всегда звучит отвратительно. Нет места hi-fi оборудованию, которое просто не соответствует каким-то элементарным стандартам и я никогда не слышал усилителя, сигнал которого выглядел бы ужасно на осциллографе, измерения на моем измерителе искажений были бы ужасными, но хорошо звучавшего - точка! Я слышал некоторые усилители, попадавшие в категорию звучащих «интересно» - не обязательно плохо, но определенно не hi-fi ни с какой точки зрения. Для «махрового» субъективиста кажется, что «другое» означает «лучшее», независимо от каких-либо доказательств той или иной стороны.

Конструкции, которых следует избегать

Есть несколько проектов, которых следует просто избегать. Здесь, в частности, показаны два, но это не означает, что нет других. Два из приведенных ниже параметров страдают от ряда проблем, причем самой большой из них является термостабильность. Первая схема, которой следует избегать, показана на рис. 14 слева, в сравнении с комплементарной парой Шиклаи (справа), хотя она ни в коем случае и не единственная такая. Как можно видеть, «выходной каскад с усилением» (выход 1) просто разрушает цепь обратной связи в составной паре и добавляет лишние резисторы. Коэффициент усиления прямо пропорционален отношению сопротивлений резистивного делителя, поэтому, с резисторами, показанными на рисунке, номиналами 220 и 100 Ом, он равен 3,2,. Проблема заключается в том, что оно применимо к усилению как постоянного, так и переменного тока, поэтому каскад усиливает собственную тепловую нестабильность. Из-за относительно высокого выходного импеданса фактический коэффициент усиления будет меньше расчетного.

Зачем кому-то беспокоиться? Каскад имеет то преимущество, что он с усилением, поэтому может управляться непосредственно операционным усилителем, выходной сигнал которого обычно будет слишком низким, чтобы быть достаточным для этого. За прошедшие годы были построены несколько усилителей с таким выходным каскадом и все, которые я видел, были термически неустойчивыми, а некоторые имели также проблемы с высокочастотной стабильностью. Поскольку местная обратная связь в выходном каскаде уменьшается на величину применяемого коэффициента усиления, искажения значительно выше, чем у обычной комплементарной пары (к примеру). В приведенных выше схемах каскад с усилением при разомкнутой обратной связи имеет 4% искажений, тогда, как каскад на комплементарной паре имеет искажения менее 0,1%. Это было смоделировано на нагрузке 8 Ом. На самом деле разница в уровне искажений обычно больше указанной, причем каскад с усилением демонстрирует еще и более высокие искажения. Для того, чтобы сделать схему достаточно линейной, дабы ее можно было вообще использовать, требуется огромная глубина отрицательной обратной связи. Как отмечено выше, выходной импеданс также намного выше, чем для комплементарной пары.

Если схема управляется операционным усилителем, высокий коэффициент усиления последнего обеспечивает линеаризацию выходного каскада, но проблема с высокочастотной нестабильностью остается. Ее можно решить, но обычно требуется несколько контуров стабилизации по ВЧ. Такие устройства, как правило, легко срываются в самовозбуждение, потому что имеют плохой запас по фазе (разница между фактическим сдвигом фазы и 180°, при котором усилитель начнет самовозбуждаться).

Не существует, однако, простого лечения тепловой неустойчивости. Единственный транзистор неспособен полностью скомпенсировать сдвиг тока покоя, а пара Дарлингтона дает сверхкомпенсацию. Хотя, безусловно, и возможно создать составную работоспособную схему, но её сложность не оправдана для выходного каскада, не работающего наилучшим образом даже в лучшие времена.

Еще одна пародия была выпущена много лет назад и, к счастью, я её повторно не видел в течение многих последних лет. Я почти не имел желания публиковать эту схему, чтобы кто-то не подумал, что это хорошая идея. Это не очень хорошая идея и никогда ею не была. Опять же, серьезной проблемой была тепловая неустойчивость, а кроме нее была также и высокочастотная неустойчивость. Идея заключалась в использовании выводов питания операционного усилителя для управления выходными транзисторами. При работе операционного усилителя на нагрузку, ток его питания вариирует от нескольких миллиампер на холостом ходу до 20-30 мА (в зависимости от операционного усилителя). Пример схемы этого несчастья показан ниже.

Если Вам повезло увидеть эту схему (или любые ее варианты) в любом месте, немедленно отвратите от нее свои глаза:-). Я помню, как возился с ней около 30 или более лет назад и, хотя можно было сделать ее достаточно стабильной (за исключением высокочастотной нестабильности), единственным способом достижения термической стабильности является использование резисторов в эмиттерах выходных транзисторов относительно больших номиналов. Это ограничивает выходную мощность схемы, но она остается способной раскачивать наушники. Поскольку существует множество схем, превосходящих эту (в том числе дешевые и веселые мощные операционные усилители), нет оснований считать её чем-то иным, кроме как казусом, пригодным для собственного развлечения.

Обратите внимание, что значения, показанные на этих схемах, приведены только для примера. Я не могу гарантировать, что усилитель на базе операционного усилителя будет работать, как показано - схема существует только для того, чтобы можно было видеть общую концепцию. Поскольку я настоятельно рекомендую оставаться в стороне от этой топологии, я не предлагаю тратить время, лишь бы убедиться, что схема будет работать, как показано.

Дальнейшее чтение

Для дальнейшего чтения я могу порекомендовать Сайт Дугласа Селфа и, в частности, «Наука и субъективизм в аудио », а также мою собственную статью на тему «Кабели, межблочные соединения и другие вещи - истина ». Существует также статья под названием «Звучание усилителя - что на него влияет? », которая немного глубже в плане измерений и субъективных характеристик усилителей и предлагает пару новых тестов, которые можно применить.

Транзисторы выходного каскада усилителей мощности звуковой частоты (УМЗЧ) (в большинстве случаев это составной эмиттерный повторитель, как на рис.1) при работе нагреваются, изменяется напряжение эмиттер-база транзисторов и ток рабочей точки каскада. Возвращение к оптимальной рабочей точке, в которой генерируются минимальные искажения, производится схемой обратной связи с помощью изменения напряжения смещения U смещ в зависимости от состояния термодатчиков, установленных на радиаторе. Напряжение смещения должно точно отслеживать температуру p-n перехода двух или нескольких выходных транзисторов. Часто это происходит недостаточно точно, да еще с большим запаздыванием, так как постоянная времени цепи: p-n переход - корпус транзистора - радиатор - термодатчик может достигать нескольких десятков секунд! Таким образом, при усилении реального сигнала, большую часть времени выходной каскад "ищет" оптимальную рабочую точку, а значит работает с недосмещением или пересмещением и с увеличенными переходными искажениями! В любительских конструкциях неправильная установка термодатчика является частой ошибкой и может даже привести к перегреву мощных транзисторов и их тепловому пробою.

В известной книге Дугласа Селфа "Проектирование УМЗЧ" проблеме оптимальной термокомпенсации и выбора места установки термодатчиков посвящено целых 60 страниц, после прочтения которых становится ясно, что проблему можно только уменьшить, но не решить.

Отказаться от термодатчиков можно в случае жесткой стабилизации тока в рабочей точке с помощью введения в выходной каскад глубокой отрицательной обратной связи (ООС) по току. Такая обратная связь, кроме стабилизации тока покоя, также позволяет реализовать режим супер-А (Non Switching) с невыключаемыми выходными транзисторами (и с минимальными переключательными искажениями).ООС также улучшает линейность выходного каскада и уменьшает зависимость этой линейности не только от параметров мощных выходных транзисторов, (далеких от идеальных), но даже от типа применяемого транзистора (полевой или биполярный).

Рассмотрим прохождение сигнала в стандартном УМЗЧ (смотри рис.1). После усилителя напряжения сигнал поступает в выходной эмиттерный повторитель, выполненный на комплементарных транзисторах и фактически разделяется на положительную и отрицательную полуволну и каждая из полуволн усиливается по току отдельно (и, к сожалению, нестабильно) выходными транзисторами. Теперь становится понятно, что для исправления ситуации нужно решить следующую задачу: "термостабильно" расщепить сигнал на две полуволны, затем "термостабильно" усилить их в соответствующих каналах, (добавив ток покоя), и далее суммировать на выходе!

Итак, схема решения задачи показана на рис.2. Входной сигнал разделяется на положительную и отрицательную полуволну с помощью расщепителя на диодах VD1 и VD2, затем к каждой полуволне добавляется желаемый ток смещения (покоя) I смещ. Далее сумма токов Iсигн и Iсмещ усиливается однополярными и термостабильными усилителями мощности с глубокой ООС по току (усилители X и Y). Выходные токи усилителей подаются на нагрузку, причем токи сигнала суммируются, а токи смещения (покоя) вычитаются, и выходной сигнал получается идентичным входному.

Интересно, что идея раздельного усиления полуволн сигнала была замечена мной, молодым инженером, более сорока лет назад (!) в супер-статье Питера Бломлея в журнале Wireless World, февраль-март,1971г."Новый подход к схемотехнике усилителей класса В". (Кстати - Рис.1 - это точная копия рисунка из этой статьи!) Затем, в течении многих лет, в статьях и книгах (даже в книге Дугласа Селфа) были упоминания об этой идее типа "идея есть, но пока коммерческого применения не нашла". Также интересно, что через 19 лет в журнале Радио №12 за 1990 год стр.62-64 появилась статья г-на Г.Брагина, где он интуитивно вплотную подошел к решению проблемы создания УМЗЧ без термодатчиков, однако проблема стабильности вводимого тока покоя осталась нерешенной и его схему забыли... Через 31 год - в 2002г появился (почему-то) даже патент тов. Жбанова В.И. на эту тему SU2189108 " Высоколинейный двухтактный усилитель и устройство разделения сигнала на две полуволны", но до конца смысл идеи товарищ не понял и реальных схем не предложил...

Итак рассмотрим возможный вариант построения термостабильного усилителя полуволны с глубокой ООС по току (например Усил Х) на рис.3. Это фактически известная из учебника схема ИТУН (усилителя тока, управляемого напряжением). Напряжения в точке А и Б (относительно точки С) равны между собой и тем точнее, чем больше коэффициент усиления усилителя ОУ1, поэтому, по теории усилителей с обратной связью, все нестабильности внутри точек, охваченных этой связью, (а это коэффициент передачи и сдвиги напряжения на p-n переходах транзисторов с их температурной нестабильностью), мало влияют на точность соответствия выходного тока входному напряжению! Таким образом, если подать на вход такого усилителя напряжение положительной полуволны со смещением, на выходе получим независимые от температуры и параметров усилительного элемента выходной ток и ток смещения (покоя) - что и есть термостабилизация рабочей точки.

Рассмотрим возможные варианты создания УМЗЧ с использованием этого базового усилителя ИТУН - рис. 4,5,6.

Как видно выходы усилителей положительной и отрицательной полуволн могут быть соединены параллельно - как показано на рис.4, встречно - как на рис.5 или последовательно (для одинаковых транзисторов) - как на рис.6. Выходные токи суммируются на нагрузке и воспроизводят входной сигнал. Из рисунков становится понятно, каким образом нужно подавать входные напряжения Vсигн+ и Vсигн для усилителей полуволн на их входы. Их нужно подавать от генераторов тока Iсмещ и Iсигн и "привязывать" с помощью резисторов R1 и R3 в схеме рис.4: - к нагрузке Rн, в схеме рис.5 - к источникам питания, а в схеме рис.6 - и туда и сюда. Для рис.6 необходимая инверсия осуществляется с помощью токового зеркала на T1 и T2. Заметим, что в схемах рис.4 и 6 возникает дополнительная ООС при протекании входного тока через сопротивление нагрузки Rн.

Перейдем к формирователям полуволн входных напряжений - расщепителям. В схеме, показанной на рис.4 применимы простейшие варианты расщепителя - на диодах или на эмиттерных повторителях - они показаны на рис.7 и 8.

При использовании входного усилителя напряжения с токовым выходом по схеме рис.7 для "правильной" работы диодов необходимо запирающее напряжение не менее 250 мВ. Если этого на сделать, токи через диоды VD1-VD3 и VD2-VD4 будут равны половине постоянного тока выходных транзисторов усилителя напряжения VT1 и VT2, а нам этого не нужно. Запирающее напряжение получаем с помощью делителей стабильного напряжения Vсмещ - R4-R5 (R7-R6). Чтобы это смещение "не мешало" работе ОУ1 (ОУ2) необходимо вычесть точно такое же напряжение с помощью делителя R8-R10 (R9-R11) на его отрицательном входе. Далее отмечаем, что при подаче сигнала на такой расщепитель на отрицательной волне диод VD2 закрывается и для поддержания минимального тока нерабочего канала Iмин (смотри эпюры токов на рис.9) на положительный вход ОУ1 через резистор R2 подаем необходимое смещение. В другом канале минимальный ток обеспечивает резистор R3. Чтобы получить стабильное и регулируемое смещение, необходимое для выбора рабочей точки расщепителя, пропустим стабильный выходной ток усилителя напряжения через подстроечный резистор R1. Это смещение в сумме с минимальными токами Iмин задает регулируемый ток покоя Iпок для выходных транзисторов (одновременно для обоих плеч). Чтобы не отбирать с большой точностью резисторы делителя R8-R10 (R9-R11) и учесть ненулевое напряжение сдвига на входе усилителей ОУ1 и ОУ2 рекомендуется делать резисторы R1,R2 и R3 подстроечными и с их помощью выставлять токи Iмин и Iпок.

Расщепитель на транзисторах, показанный на рис.8, работает аналогично, только его входное сопротивление, как эмиттерного повторителя, значительно выше, поэтому он не нагружает выходные каскады усилителя напряжения и обеспечивает их большее усиление.

Следует сказать, что в простейшем, как на рис.8, эмиттерном повторителе при большой амплитуде сигнала правые транзисторы VT5 и VT6 разогреваются значительно сильнее левых VT3 и VT4, так как работают при большом напряжении питания на коллекторе. Поэтому термостабильной передачи напряжения смещения с резистора R1 на резисторы R4 и R5 не будет и здесь лучше применять повторитель на основе токового зеркала Вильсона, в котором этого эффекта нет.

Рассмотрим реальную схему усилителя (по структуре рис.7) - рис.10.

Усилитель напряжения построен по классической схеме: дифкаскад (VT1,VT2), каскад с ОБ(VT6), нагруженный на токовое зеркало (VT4,VT5),затем каскады ОК(VT9) и ОБ(VT8). Он обеспечивает высокое усиление и стабильный ток выходного каскада 4 мА. Далее через расщепитель на диодах VD4-VD7 полуволны сигнала поступают на дифкаскады на VT10-VT13 (VT14-VT17) и далее на эмиттерные повторители на VT18-VT20-VT22-VT23 (VT19-VT21-VT24-VT25). Питание для дифкаскадов берется от схемы вольтдобавки на R32-C6-VD8 - плюс 9В и R33-C7-VD9 - минус 9В. Обратная связь на базы VT13(VT15) подается с эмиттерных резисторов мощных выходных транзисторов VT22-VT25, поэтому схема отслеживает равенство напряжений на них (с учетом смещения для запирания диодов) и на входных резисторах R17/ R18 и R19/R20 (согласно схеме на рис.7). Для усилителей мощностью более 80 Вт рекомендуется в каждом выходном плече использовать не менее двух мощных транзисторов, поэтому в данной схеме обратная связь отслеживает некий средний ток транзисторов VT22,VT23 (VT24,VT25) с помощью суммирующих резисторов R42 и R38 (R43 и R39).

Схема малочувствительна к пульсациям напряжения питания. Она прекрасно работает от нестабилизированных источников напряжения от +/- 20 В до +/- 60 В. Амплитуда выходного напряжения меньше напряжения питания всего на 3,5 В. Например, при питании +/- 45 В - выходная мощность 80/140 ватт при нагрузке 8/4 Ома. Скорость нарастания выходного напряжения 70 В/мкС, полоса на полном сигнале 300 кГц, выходное сопротивление около 0,005 Ом на частотах до 50 кГц, нелинейные искажения даже на 20 кГц менее 0,003 % при полной мощности! Выходные транзисторы легко выдерживают выходное напряжение полного размаха частотой 200 кГц! Схема работает в супер-А классе (эпюры токов показаны на рис.9) с минимальным током и током покоя в 30мА и 120мА соответственно (на каждый выходной транзистор). Эти токи с точностью лучше 10% поддерживаются для любой температуры выходных транзисторов. Настройка токов должна производиться без сигнала и без нагрузки в такой последовательности: сначала закорачиваем резистор R14, определяющий ток покоя, и резисторами R22 и R23 устанавливаем напряжение 10 мВ на эмиттерных резисторах R42 и R43 (0,33 Ома) в обоих плечах - это токи минимума 30 мА. Затем резистором R14 устанавливаем напряжение 40 мВ на тех же резисторах. Оно соответствует току покоя 120 мА. Затем, при нагрузке и сигнале, на этих же резисторах проверяем правильную форму токов, соответствующую эпюрам на рис.9. При коротком замыкании нагрузки выходной ток ограничен с помощью светодиодов HL3 и HL4 с напряжением 1,7 В на уровне 8 ампер.

Кстати, у этой схемы замечен интересный "бонус" - цепь, состоящая из конденсатора 220 мкФ и резистора Rос, величиной от 390 Ом до 4,7 кОм, установленная между эмиттерами VT5 и VT9 (соединение показано на схеме штриховой линией) превращает выходное сопротивление усилителя в отрицательное!!! При Rос= 390 Ом выходное сопротивление равно минус 0,35 Ома, при 620 Ом - минус 0,22 Ом, при 1,1 кОм - минус 0,11 Ом, причем это сопротивление постоянно во всей звуковой полосе при сохранении остальных параметров усилителя! Хорошая возможность любителям акустики поэкспериментировать с дорогими акустическими проводами или с компенсаторами сопротивления "плохих" проводов.

Еще интересно, что схема отличается от стандартной "классической" схемы с термокомпенсацией только небольшой средней частью - от диодов VD4-VD7 до транзисторов VT18-VT19, а значит возможна совсем несложная доработка многих готовых усилителей с выбрасыванием термодатчиков и повышением надежности и качества звучания. На рис.11 показан другой вариант схемы усилителя доработки, более простой и экономичный, но обеспечивающий те же параметры усилителя, что и предыдущая версия.

Схема рис.10 работает и с полевыми выходными транзисторами, только для перезарядки большой емкости затвора мощных транзисторов типа IRFP240 - IRFP9240 требуется более мощный эмиттерный повторитель, чем VT18,VT19. Доработанная схема представлена на рис.12 и названа универсальной, так как с полевыми транзисторами имеет точно такие же параметры, как с биполярными, только скорость нарастания выходного напряжения немного меньше (50 В/мкС), чего, однако, вполне достаточно для УМЗЧ "с высокой верностью воспроизведения".

Схема полностью симметричного и способного работать как операционный усилитель с питающими напряжениями +/- (6 - 60) В и выходными токами в 10 ампер, показана на рис.13.

Использование в этой схеме расщепителя на эмиттерных повторителях с большим входным сопротивлением, как показано на рис.8, позволило применить на входе простейшие дифференциальные усилители на комплементарных транзисторах с большим усилением (h21 более 500) (VT1-VT5 иVT2-VT6) и схемы с общей базой на VT7 и VT8. Входные токи при таком включении дифкаскадов определяются разницей базовых токов комплементарных транзисторов и при близких значениях h21 составляют сотни наноампер, что позволяет обойтись без емкостей в цепи ООС или без входной емкости, и использовать схему, как мощный УПТ!

Здесь после расщепителя на транзисторах VT9...VT14 обе полуволны сигнала подаются на термостабильные усилители на VT15 - VT22. Для таких усилителей важно соблюдать равенство токов через транзисторы VT16,VT20 и VT17,VT21, так как они сравнивают входные напряжения усилителя (на резисторах R19 и R20) и выходные - на эмиттерных резисторах мощных выходных транзисторов. Идеальный вариант, конечно, здесь применить пары согласованных транзисторов с близкими h21 и Vбэ, типа КР159НТ1 и КТС3103, однако длительное применение транзисторов BC546C/BC556C в таких схемах показало их полную пригодность (желательно брать транзисторы из одной партии и располагать их рядом на плате или склеивать). Практика показала, что такая схема поддерживает напряжение минимума, например 10мВ (Iмин = 30мА) и напряжение покоя 40мВ (Iпокоя=120мА) с точностью 10% при любых температурах мощных транзисторов! Генераторы стабильного тока на VT15,VT19 и VT18,VT22 с помощью регулировки резисторами R23 и R29 позволяют задать ток минимума для мощных транзисторов. Рекомендуемые токи режима "Супер А" - 30/120 мА. Описанный выше выходной каскад имеет скорость нарастания сигнала 120 В/мкС.

Весь усилитель способен работать в полосе частот от 8 Гц до 450 кГц при полной мощности. Скорость нарастания выходного напряжения 80 В/мкС. Меандр идеальной формы размахом 60 В до частоты 200 кГц! Выходное сопротивление менее 10 мОм во всем звуковом диапазоне! Нелинейные искажения менее 0,01 % даже на 20 кГц и полной мощности! При ограничении сигнала нет выброса! Амплитуда выходного напряжения меньше напряжения питания на 3,5/4 В для нагрузки 8/4 Ома, поэтому при напряжении питания, например, +/- 45/40 В (без нагрузки и с ней) выходная мощность, как и схемы рис.10, также 80/140 ватт для 8/4 Ом нагрузки.

Любителей применения операционных усилителей может заинтересовать схема на рис.14, которая тоже построена по структуре рис.7.

Ток покоя и минимальные токи выходных транзисторов устанавливаются с помощью подстроечных резисторов R13 и R18,R21 соответственно. Схема одинакова для полевых и биполярных транзисторов! (подключение биполярных транзисторов показано на рис.15). Все параметры ограничены свойствами применяемых операционных усилителей. Для OPA2134: напряжения питания +/- (20-50) В, полоса 8Гц-200 кГц, скорость нарастания - 40 В/мкС с входным фильтром 1кОм/300пФ. Амплитуда выходного напряжения меньше напряжения питания на 2,5/3,5 В - для нагрузки 8/4 Ома и для любых транзисторов! Ноль на выходе поддерживается идеально. Выходное сопротивление менее 5 мОм! Схему также можно использовать как операционный усилитель (и как инвертирующий усилитель тоже). К сожалению, нелинейные искажения резко растут с ростом частоты до 0,05% на 20 кГц и при ограничении сигнала появляются выбросы, поэтому рекомендовать ее для высококачественных усилителей я бы не стал. Эксперименты с более совершенными микросхемами, которые захотят провести радиолюбители, возможно приведут к положительным результатам.

Для реализации схем со структурой, показанной на рис.5 (также предложенной Питером Бломлеем в 1971г), необходимы расщепители с токовым управлением. Вместо схемы расщепителя со смещением на диодах, которую применил автор, рассмотрим схему расщепителя на токовых зеркалах, схема и графики работы которого показаны на рис.16-17.

В такой схеме, кроме расщепления, можно сразу задать необходимые токи минимума и покоя! Включим встречно два токовых зеркала Вильсона на комплементарных и согласованных парах транзисторов, заземлим эмиттеры левых транзисторов VT1 иVT2, а на правые эмиттеры VT4 и VT5 подадим входной ток Iсигн. Выходные токи Iвых1 и Iвых2 текут в коллекторах VT3 и VT6. Они являются суммой токов: 1/2 Iсигн +Iпок1+Iмин1 и 1/2 Iсигн +Iпок2+Iмин2. Эпюры токов показаны на рис.17. Расщепитель с токовым управлением, показанный на рис.16-1, имеет прекрасные частотные характеристики, высокую линейность в большом диапазоне входных токов, достаточную симметрию и высокое выходное сопротивление, необходимое в схемах рис.4-6! Для расщепителя с управлением напряжением (рис.16-2) характерно большее входное сопротивление, худшая частотная характеристика и линейность, однако при введении ООС с выхода усилителя на эмиттерный резистор Rэ все характеристики становятся приемлемыми. Возможные схемы построения ИТУН (для усилителя положительной полуволны) показаны на рис.18 - 21.

Реальная схема с токовым расщепителем по рис.19 представлена на рис.22

Выходное напряжение всего на 1-1,5 В меньше напряжения питания! Скорость нарастания выходного напряжения 100 В/мкС при полосе 600 кГц (без входного фильтра R1-C2). Выходное сопротивление менее 5 мОм. Задержка сигнала 300 нС. Усилитель выдерживает полное выходное напряжение для синуса и меандра частотой 150 кГц!, а также не горит при КЗ нагрузки и при подаче только одного напряжения питания! Токи покоя и минимума 30/120 мА заложены в самом расщепителе (резисторы R18,R19,R22,R23), но для их реализации нужно выставить нулевые (начальные) токи выходных усилителей ИТУН с помощью резисторов R25 и R34. При таких токах Кг менее 0,01 % даже на частоте 20 кГц и мощности 80 вт /8 Ом.

Простая и надежная схема с токовым расщепителем и операционным усилителем по рис.21 показана на рис. 23

Здесь режим супер-А с токами 30/100 мА и ноль на выходе устанавливаются автоматически! Полоса 8 Гц- 520 кГц, скорость нарастания выходного напряжения не менее 40 В/мкС. Для ОУ LM4562 искажения такие же, как в предыдущей схеме, но амплитуда выходного напряжения меньше напряжения питания на 4 В (для 8 Ом нагрузки).

На рис.24 показано применение токового расщепителя и в несимметричных схемах (согласно рис.6-2).

Здесь режим супер-А настраивается на 30/130 мА резисторами R29 и R34. Параметры идентичны схеме на рис.22.

На рис.25 показан удачный вариант включения расщепителя в местную обратную связь выходного каскада, что позволило создать почти идеальный выходной каскад (при отсутствии настроек для режима супер-А) с большим входным сопротивлением и прекрасными частотной и амплитудной характеристиками. Для всего усилителя: рабочее напряжение питания от 20 до 50 В, амплитуда выходного напряжения меньше напряжения питания на 2,5 - 3 В, скорость нарастания выходного напряжения 80 В/мкС при полосе 400 кГц, режим супер-А с токами покоя и минимума 110/30 мА соответственно, ограничение сигнала без выбросов, воспроизведение меандра частотой 150 кГц и амплитудой +/- 25 В, гармоники менее 0,003 % даже на 20 кГц.

Все описанные выше усилители могут быть перенастроены, при желании, на работу в режимах А,В или АВ, причем со стабилизацией выбранного режима. Замечу, что минимальные искажения в УМЗЧ конечно можно получить в режиме А, однако измерения показывают, что разница между режимами А и супер-А появляется только на частотах 18-20 кГц и всего в несколько тысячных процента, чего не может услышать никакой "абсолютный" слух! Дуглас Селф в пятом издании книги "Схемотехника усилителей мощности. Справочник. (2009г)" пишет, что еще в 1975 году исследовал режим супер-А (автор назвал его методом Питера Бломлея), но нашел некие "артефакты в точке кроссовера" и оценил его "как не имеющий коммерческой перспективы", что мне кажется несправедливым. Схемы усилителей, предложенные в данной статье, прекрасно работают и доказывают, что современные усилители нужно делать только в классе супер-А без головной боли "о месте установки термодатчиков и динамике их работы". А в "Справочник" Дугласа Селфа нужно добавлять главу "Выходные каскады с глубокой ООС и хорошей термостабильностью режимов"! (Я так думаю)

В заключении хочется сказать, что схемы УМЗЧ со стабилизацией режима достаточно надежны и могут быть выполнены из недорогих комплектующих, при этом параметры усилителей удовлетворят самого взыскательного любителя высококачественного звука. Некоторые схемы (как на рис.23) настолько просты, что могут быть рекомендованы даже начинающим радиолюбителям. Многие схемы могут быть наверняка улучшены! Новый (точнее хорошо забытый старый) класс супер-А ждет своих исследователей! Схемотехника усилителей допускает также микросхемное исполнение в виде оригинальной микросхемы УМЗЧ или мощного операционного усилителя, но это уже совсем другая история (и вряд ли Российская)...

Александр Гладкий

В устройствах автоматики нагрузкой выходного каскада усилителя низкой частоты может быть электромагнитное реле, электродвигатель или какой-нибудь иной исполнительный механизм. В радиоприемнике или проигрывателе нагрузкой является обмотка динамика.

Выходной каскад, так же как и предварительный каскад. УНЧ, может быть собран на транзисторе по схеме с общим эмиттером. Следует отметить, что, так как сопротивление нагрузки R н обычно гораздо меньше внутреннего сопротивления коллекторной цепи R вн.к , мощность, которая выделяется на нагрузке, включенной непосредственно в цепь коллектора, будет весьма мала. Для того чтобы эта мощность была максимально возможной, необходимо выполнить условие R н =R вн.к , т. е. сопротивление нагрузки должно быть равно внутреннему сопротивлению источника полезного сигнала. Для этого на практике применяют согласующие трансформаторы (рис. 28). Подобные схемы однотактного транзисторного усилителя мощности с общим эмиттером применяются в том случае, если выходная мощность не превышает 3 – 5 Вт. Нагрузка R н включена через согласующий трансформатор Тр .

Суть согласования состоит в том, чтобы вносимое в первичную обмотку трансформатора из вторичной обмотки сопротивление R н было равно внутреннему сопротивлению коллекторной цепи R вн.к или соизмеримо с ним. Тогда при заданных R н и R вн.к задача сводится к определению коэффициента трансформации k .

Известно, что U 2 /U 1 =W 2 /W 1 =k , а I 2 /I 1 =W 2 /W 1 =k . Таким образом, вносимое в первичную цепь сопротивление

Если принять , то коэффициент трансформации

т. е. трансформатор должен быть понижающим, так как R н <R вн.к .

Рассмотренные схемы предварительного и выходного каскадов УНЧ работают в режиме А. При таком режиме начальное положение рабочей точки О выбирают в середине нагрузочной прямой CD . Амплитуда переменной составляющей коллекторного тока при этом меньше тока покоя коллектора. Работа в режиме А характеризуется минимальными нелинейными искажениями и низким КПД (порядка 40 %). В этом режиме обычно работают все предварительные и маломощные выходные каскады УНЧ, собранные на одном транзисторе или одной электронной лампе.

В том случае, когда необходимо получить выходную мощность более 5 Вт, применяют двухтактные усилители, собранные на двух транзисторах или двух лампах.

Рассмотрим работу такого усилителя на транзисторах (рис. 29). Усилитель состоит из двух одинаковых половин, каждая из которых аналогична усилителю, представленному на рис. 28. Особенность двухтактной схемы состоит в том, что ее можно использовать в таком режиме, когда ток покоя коллекторных цепей близок к нулю. Этот режим называется режимом В. При работе в таком режиме КПД усилителя может достигать 70 %.

Рабочая точка 0" на входной характеристике должна располагаться в области токов базы, близких к нулю (рис. 30, а). В результате этого обе половины схемы работают поочередно, причем каждая открывается во время действия положительных полупериодов входных напряжений u вх 1 и u вх 2 , так как они сдвинуты по фазе на 180˚. Импульсы тока баз и коллекторов также сдвинуты на 180˚ (рис. 30, б, в). При этом в магнитопроводе Тр 2 образуется магнитный поток, близкий к синусоидальному, так как через первичную обмотку трансформатора проходит ток (рис. 30, г).