Convertidor de voltaje de refuerzo en el circuito mc34063. Circuito de conmutación microcircuito MC34063

MC34063 Especificaciones clave

• Amplia gama de voltajes de entrada: de 3 V a 40 V;
• Corriente de pulso de salida alta: hasta 1,5 A;
• Voltaje de salida ajustable;
• Frecuencia del convertidor hasta 100 kHz;
• Precisión de referencia interna: 2%;
• Limitación de corriente de cortocircuito;
• Bajo consumo en modo reposo.

1. Fuente de tensión de referencia 1,25 V;
2. Comparador que compara el voltaje de referencia y la señal de entrada de la entrada 5;
3. Generador de impulsos que reinicia el disparador RS;
4. Elemento Y combinando señales del comparador y generador;
5. Disparador RS que elimina la conmutación de alta frecuencia de los transistores de salida;
6. Transistor controlador VT2, en el circuito seguidor del emisor, para amplificar la corriente;
7. El transistor de salida VT1 proporciona corriente de hasta 1,5 A.

Convertidor de refuerzo MC34063

• C1 – 100 µF 25 V;
• C2 – 1500 pF;
• C3 – 330 µF 50 V;
• DA1 – MC34063A;
• L1 – 180 µH;
• R1 – 0,22 ohmios;
• R2 – 180 ohmios;
• R3 – 2,2 kOhmios;
• R4 – 47 kOhmios;
• VD1 – 1N5819.

Convertidor reductor en MC34063

• C1 – 100 µF 50 V;
• C2 – 1500 pF;
• C3 – 470 µF 10 V;
• DA1 – MC34063A;
• L1 – 220 µH;
• R1 – 0,33 ohmios;
• R2 – 1,3 kiloohmios;
• R3 – 3,9 kOhmios;
• VD1 – 1N5819.

Circuito convertidor inversor MC34063

• C1 – 100 µF 10 V;
• C2 – 1500 pF;
• C3 – 1000 µF 16 V;
• DA1 – MC34063A;
• L1 – 88 µH;
• R1 – 0,24 ohmios;
• R2 – 8,2 kOhmios;
• R3 – 953 ohmios;
• VD1 – 1N5819.

Análogos del chip MC34063.

Esta obra será sobre 3 héroes. ¿Por qué héroes?))) Desde la antigüedad, los héroes son los defensores de la Patria, personas que "robaron", es decir, salvaron, y no, como ahora, "robaron", la riqueza. Nuestros accionamientos son convertidores de impulsos, 3 tipos (reductor, elevador, inversor). Además, los tres están en un chip MC34063 y en un tipo de bobina DO5022 con una inductancia de 150 μH. Se utilizan como parte de un interruptor de señal de microondas mediante diodos pin, cuyo circuito y placa se detallan al final de este artículo.

Cálculo de un convertidor reductor DC-DC (reductor, reductor) en el chip MC34063

El cálculo se realiza utilizando el método estándar “AN920/D” de ON Semiconductor. El diagrama del circuito eléctrico del convertidor se muestra en la Figura 1. Los números de los elementos del circuito corresponden a la última versión del circuito (del archivo “Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH”).

Fig. 1 Diagrama del circuito eléctrico de un controlador reductor.

Salidas IC:

Conclusión 1 - SWC(colector de interruptor) - colector de transistor de salida

Conclusión 2 - SWE(conmutador emisor) - emisor del transistor de salida

Conclusión 3 - TS(condensador de sincronización) - entrada para conectar un condensador de sincronización

Conclusión 4 - Tierra– tierra (se conecta al cable común del reductor DC-DC)

Conclusión 5 - CII(pensión completa) (entrada inversora del comparador) - entrada inversora del comparador

Conclusión 6 - VCC- nutrición

Conclusión 7 - ipk— entrada del circuito limitador de corriente máxima

Conclusión 8 - República Democrática del Congo(colector de controlador): colector del controlador del transistor de salida (un transistor bipolar conectado según un circuito Darlington, ubicado dentro del microcircuito, también se utiliza como controlador del transistor de salida).

Elementos:

L 3- acelerador. Es mejor utilizar un inductor de tipo abierto (no completamente cerrado con ferrita): la serie DO5022T de Oilkraft o RLB de Bourns, ya que dicho inductor entra en saturación con una corriente más alta que los inductores CDRH Sumida de tipo cerrado comunes. Es mejor utilizar bobinas con inductancia mayor que el valor calculado obtenido.

Desde 11- condensador de temporización, determina la frecuencia de conversión. La frecuencia de conversión máxima para chips 34063 es de aproximadamente 100 kHz.

R 24, R 21— divisor de tensión para el circuito comparador. La entrada no inversora del comparador recibe un voltaje de 1,25 V desde el regulador interno y la entrada inversora se suministra desde el divisor de voltaje. Cuando el voltaje del divisor se vuelve igual al voltaje del regulador interno, el comparador conmuta el transistor de salida.

C 2, C 5, C 8 y C 17, C 18— filtros de salida y entrada, respectivamente. La capacitancia del filtro de salida determina la cantidad de ondulación del voltaje de salida. Si durante los cálculos resulta que se requiere una capacitancia muy grande para un valor de ondulación dado, puede hacer el cálculo para ondulaciones grandes y luego usar un filtro LC adicional. La capacitancia de entrada generalmente se toma entre 100 ... 470 μF (la recomendación de TI es al menos 470 μF), la capacitancia de salida también se toma entre 100 ... 470 μF (se toma 220 μF).

R 11-12-13 (RSC)- resistencia de detección de corriente. Es necesario para el circuito limitador de corriente. Corriente máxima del transistor de salida para MC34063 = 1,5 A, para AP34063 = 1,6 A. Si la corriente de conmutación máxima excede estos valores, el microcircuito puede quemarse. Si se sabe con seguridad que la corriente máxima ni siquiera se acerca a los valores máximos, entonces esta resistencia no se puede instalar. El cálculo se realiza específicamente para la corriente máxima (del transistor interno). Cuando se utiliza un transistor externo, la corriente máxima fluye a través de él, mientras que una corriente más pequeña (de control) fluye a través del transistor interno.

Vermont 4 – Se coloca un transistor bipolar externo en el circuito cuando la corriente máxima calculada excede 1,5 A (con una corriente de salida grande). De lo contrario, el sobrecalentamiento del microcircuito puede provocar su fallo. Modo de funcionamiento (corriente base del transistor) R 26 , R 28 .

enfermedad venérea 2 – Diodo Schottky o diodo ultrarrápido para voltaje (directo e inverso) de al menos 2U de salida

Procedimiento de cálculo:

• Seleccione los voltajes nominales de entrada y salida: V en, V fuera y máximo

corriente de salida yo fuera.

en nuestro esquema V entrada = 24 V, V salida = 5 V, I salida = 500 mA(máximo 750 mA)

• Seleccione el voltaje mínimo de entrada V pulg(min) y frecuencia mínima de funcionamiento fmin con seleccionado V en Y yo fuera.

en nuestro esquema V pulg(min) =20V (según especificaciones técnicas), elegir f mín = 50 kHz

3) Calcula el valor (t encendido +t apagado) máx. según la fórmula (t encendido +t apagado) máx =1/f mín, t encendido (máx.)- tiempo máximo en que el transistor de salida está abierto, rico(máximo)— tiempo máximo en que el transistor de salida está cerrado.

(t encendido +t apagado) máx =1/f mín =1/50kilociclos=0.02 EM=20 µS

Calcular proporción encender/apagar según la fórmula t encendido /t apagado =(V salida +V F)/(V entrada(min) -V sat -V salida), Dónde VF- caída de voltaje a través del diodo (directo - caída de voltaje directo), V se sentó- la caída de voltaje en el transistor de salida cuando está en un estado completamente abierto (saturación - voltaje de saturación) a una corriente determinada. V se sentó determinado a partir de los gráficos o tablas que figuran en la documentación. De la fórmula queda claro que cuanto más V en, V fuera y cuanto más se diferencian entre sí, menos influencia tienen en el resultado final VF Y V se sentó.

(t encendido /t apagado) máx =(V salida +V F)/(V entrada(min) -V sat -V salida)=(5+0,8)/(20-0,8-5)=5,8/14,2=0,408

4) Saber encender/apagar Y (t encendido +t apagado) máx. resuelve el sistema de ecuaciones y encuentra t encendido (máx.).

t apagado = (t encendido +t apagado) máx / ((t encendido /t apagado) máx +1) =20µS/(0.408+1)=14.2 µS

t en (máximo) =20- no apagado=20-14,2 µS=5,8 µS

5) Encuentra la capacitancia del condensador de sincronización. Desde 11 (Connecticut) según la fórmula:

C 11 = 4,5*10 -5 *t encendido(máx.).

C 11 = 4.5*10 -5 * t en (máximo) =4,5*10 - 5*5,8 µS=261pF(este es el valor mínimo), tome 680pF

Cuanto menor sea la capacitancia, mayor será la frecuencia. La capacitancia 680pF corresponde a la frecuencia 14KHz

6) Encuentre la corriente máxima a través del transistor de salida: I PK(interruptor) =2*Salgo. Si resulta ser mayor que la corriente máxima del transistor de salida (1,5 ... 1,6 A), entonces un convertidor con tales parámetros es imposible. Es necesario recalcular el circuito para una corriente de salida más baja ( yo fuera), o utilice un circuito con un transistor externo.

I PK(interruptor) =2*Salida =2*0,5=1A(para corriente de salida máxima 750 mA Yo PK(cambiar) = 1.4A)

7) Calcular RSC según la fórmula: R sc = 0,3/I PK (interruptor).

R sc = 0,3/I PK (interruptor) = 0,3/1 = 0,3 ohmios, Conectamos 3 resistencias en paralelo ( R 11-12-13) 1 ohmio

8) Calcule la capacitancia mínima del capacitor del filtro de salida: C 17 =I PK(interruptor) *(t encendido +t apagado) ondulación máx./8 V (p-p), Dónde V ondulación (pp)— valor máximo de ondulación de la tensión de salida. La capacidad máxima se toma de los valores estándar más cercanos al calculado.

Desde 17 =Yo PK (cambiar) *(t en+ no apagado) máximo/8 V ondulación (pag — pag) =1*14,2 µS/8*50 mV=50 µF, tome 220 µF

9) Calcule la inductancia mínima del inductor:

l 1(mín.) = t en (máximo) *(V en (mín.) — V se sentó— V fuera)/ Yo PK (cambiar) . Si C 17 y L 1 son demasiado grandes, puede intentar aumentar la frecuencia de conversión y repetir el cálculo. Cuanto mayor sea la frecuencia de conversión, menor será la capacitancia mínima del capacitor de salida y la inductancia mínima del inductor.

L 1(min) =t on(max) *(V in(min) -V sat -V out)/I PK(interruptor) =5.8µS *(20-0.8-5)/1=82.3 µH

Esta es la inductancia mínima. Para el microcircuito MC34063, el inductor debe seleccionarse con un valor de inductancia deliberadamente mayor que el valor calculado. Elegimos L=150μH de CoilKraft DO5022.

10) Las resistencias del divisor se calculan a partir de la relación Vsalida =1,25*(1+R 24 /R 21). Estas resistencias deben tener al menos 30 ohmios.

Para V out = 5V tomamos R 24 = 3.6K, entoncesR 21 =1.2K

El cálculo en línea http://uiut.org/master/mc34063/ muestra la exactitud de los valores calculados (excepto Ct=C11):

También hay otro cálculo en línea http://radiohlam.ru/teory/stepdown34063.htm, que también muestra la exactitud de los valores calculados.

12) De acuerdo con las condiciones de cálculo del párrafo 7, la corriente máxima de 1 A (máx. 1,4 A) está cerca de la corriente máxima del transistor (1,5 ... 1,6 A). Es aconsejable instalar un transistor externo que ya esté en su pico. corriente de 1A, para evitar el sobrecalentamiento del microcircuito. Esto esta hecho. Seleccionamos el transistor VT4 MJD45 (tipo PNP) con un coeficiente de transferencia de corriente de 40 (es aconsejable tomar h21e lo más alto posible, ya que el transistor funciona en modo de saturación y la caída de voltaje a través de él es de aproximadamente = 0,8 V). Algunos fabricantes de transistores indican en el título de la hoja de datos que el voltaje de saturación Usat es bajo, aproximadamente 1 V, que es por lo que debes guiarte.

Calculemos la resistencia de las resistencias R26 y R28 en los circuitos del transistor VT4 seleccionado.

Corriente base del transistor VT4: I b= Yo PK (cambiar) / h 21 oh . I b=1/40=25mA

Resistencia en el circuito BE: R 26 =10*h21e/ Yo PK (cambiar) . R 26 =10*40/1=400 ohmios (tomar R 26 =160 ohmios)

Corriente a través de la resistencia R 26: I RBE =V BE /R 26 =0,8/160=5mA

Resistencia en el circuito base: R 28 =(Vin(min)-Vsat(conductor)-V RSC -V BEQ 1)/(I B +I RBE)

R 28 =(20-0.8-0.1-0.8)/(25+5)=610 Ohm, puedes tomar menos de 160 Ohm (igual que R 26, ya que el transistor Darlington incorporado puede proporcionar más corriente para una resistencia más pequeña).

13) Calcular los elementos amortiguadores. R 32, C 16. (consulte el cálculo del circuito de refuerzo y el diagrama a continuación).

14) Calculemos los elementos del filtro de salida. l 5 , R 37, C 24 (G. Ott “Métodos para suprimir el ruido y las interferencias en sistemas electrónicos” p. 120-121).

Elegí: bobina L5 = 150 µH (el mismo tipo de inductor con resistencia resistiva activa Rdross = 0,25 ohmios) y C24 = 47 µF (el circuito indica un valor mayor de 100 µF)

Calculemos el decremento de atenuación del filtro xi =((R+Rdross)/2)* root(C/L)

R=R37 se establece cuando la disminución de atenuación es inferior a 0,6, para eliminar el exceso de la respuesta de frecuencia relativa del filtro (resonancia del filtro). De lo contrario, el filtro en esta frecuencia de corte amplificará las oscilaciones en lugar de atenuarlas.

Sin R37: Ksi=0,25/2*(raíz 47/150)=0,07 - la respuesta de frecuencia aumentará a +20 dB, lo cual es malo, por lo que configuramos R=R37=2,2 ohmios, luego:

C R37: Xi = (1+2,2)/2*(raíz 47/150) = 0,646 - con Xi 0,5 o más, la respuesta de frecuencia disminuye (no hay resonancia).

La frecuencia de resonancia del filtro (frecuencia de corte) Fср=1/(2*pi*L*C) debe estar por debajo de las frecuencias de conversión del microcircuito (filtrando así estas altas frecuencias entre 10 y 100 kHz). Para los valores indicados de L y C, obtenemos Faver = 1896 Hz, que es menor que la frecuencia de funcionamiento del convertidor de 10-100 kHz. La resistencia R37 no se puede aumentar más que unos pocos ohmios, ya que el voltaje a través de ella caerá (con una corriente de carga de 500 mA y R37=2,2 ohmios, la caída de voltaje será Ur37=I*R=0,5*2,2=1,1 V) .

Todos los elementos del circuito están seleccionados para montaje en superficie.

Oscilogramas de operación en varios puntos del circuito convertidor reductor:

15) a) Oscilogramas Sin carga ( Uentrada=24V, Usalida=+5V):

Tensión +5V en la salida del convertidor (en el condensador C18) Sin carga

La señal en el colector del transistor VT4 tiene una frecuencia de 30-40 Hz, ya que sin carga, el circuito consume alrededor de 4 mA Sin carga

Señales de control en el pin 1 del microcircuito (inferior) y basado en el transistor VT4 (superior) Sin carga

b) Oscilogramas bajo carga(Uin=24V, Uout=+5V), con capacitancia de ajuste de frecuencia c11=680pF. Cambiamos la carga disminuyendo la resistencia de la resistencia (3 oscilogramas más abajo). La corriente de salida del estabilizador aumenta, al igual que la entrada.

Carga - 3 resistencias de 68 ohmios en paralelo ( 221 mA) Corriente de entrada – 70 mA

Haz amarillo: señal basada en transistores (control) Haz azul: señal en el colector del transistor (salida) Carga - 5 resistencias de 68 ohmios en paralelo ( 367 mA) Corriente de entrada – 110 mA

Haz amarillo: señal basada en transistores (control) Haz azul: señal en el colector del transistor (salida) Carga - 1 resistencia de 10 ohmios ( 500 mA) Corriente de entrada – 150 mA

Conclusión: dependiendo de la carga, la frecuencia de repetición del pulso cambia, con una carga mayor la frecuencia aumenta, luego desaparecen las pausas (+5V) entre las fases de acumulación y liberación, solo quedan pulsos rectangulares: el estabilizador funciona "al límite" de sus capacidades. Esto también se puede ver en el oscilograma a continuación, cuando el voltaje de la "sierra" tiene sobretensiones: el estabilizador ingresa al modo de limitación de corriente.

c) Tensión en la capacitancia de ajuste de frecuencia c11=680pF con una carga máxima de 500mA

Haz amarillo - señal de capacitancia (sierra de control) Haz azul: señal en el colector del transistor (salida) Carga - 1 resistencia de 10 ohmios ( 500 mA) Corriente de entrada – 150 mA

d) Ondulación de tensión en la salida del estabilizador (c18) con una carga máxima de 500 mA

Haz amarillo - señal de pulsación en la salida (s18) Carga - 1 resistencia de 10 ohmios ( 500 mA)

Ondulación de tensión en la salida del filtro LC(R) (c24) con una carga máxima de 500 mA

Haz amarillo: señal de ondulación en la salida del filtro LC(R) (c24) Carga - 1 resistencia de 10 ohmios ( 500 mA)

Conclusión: el rango de voltaje de ondulación de pico a pico disminuyó de 300 mV a 150 mV.

e) Oscilograma de oscilaciones amortiguadas sin amortiguador:

Haz azul: en un diodo sin amortiguador (la inserción de un pulso a lo largo del tiempo es visible no es igual al período, ya que esto no es PWM, sino PFM)

Oscilograma de oscilaciones amortiguadas sin amortiguador (ampliado):

Cálculo de un convertidor DC-DC elevador y elevador en el chip MC34063

http://uiut.org/master/mc34063/. Para el impulsor de impulso, es básicamente el mismo que el cálculo del impulsor de inversión, por lo que se puede confiar en él. Durante el cálculo en línea, el esquema cambia automáticamente al esquema estándar de "AN920/D". Los datos de entrada, los resultados del cálculo y el esquema estándar en sí se presentan a continuación.

— transistor de canal N de efecto de campo VT7 IRFR220N. Aumenta la capacidad de carga del microcircuito y permite una conmutación rápida. Seleccionado por: El circuito eléctrico del convertidor elevador se muestra en la Figura 2. Los números de elementos del circuito corresponden a la última versión del circuito (del archivo “Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH”). El esquema contiene elementos que no están incluidos en el esquema de cálculo en línea estándar. Estos son los siguientes elementos:

• Voltaje máximo de fuente de drenaje VDSS =200V, porque el voltaje de salida es alto +94V
• Caída de voltaje de canal baja RDS(encendido)máx =0,6ohmetro. Cuanto menor sea la resistencia del canal, menores serán las pérdidas de calor y mayor será la eficiencia.
• Pequeña capacitancia (entrada), que determina la carga de la puerta. qg (Cargo total de puerta) y corriente de entrada de puerta baja. Para un transistor dado I=Qg*FSW=15nC*50 KHz=750uA.
• Corriente máxima de drenaje Identificación=5A, ya que la corriente de pulso Ipk=812 mA a la corriente de salida 100 mA

- elementos divisores de voltaje R30, R31 y R33 (reduce el voltaje para la puerta VT7, que no debe ser superior a V GS = 20 V)

- elementos de descarga de la capacitancia de entrada VT7 - R34, VD3, VT6 al cambiar el transistor VT7 al estado cerrado. Reduce el tiempo de caída de la puerta VT7 de 400 nS (no se muestra) a 50 nS (forma de onda con un tiempo de caída de 50 nS). El registro 0 en el pin 2 del microcircuito abre el transistor PNP VT6 y la capacitancia de la puerta de entrada se descarga a través de la unión CE VT6 (más rápido que simplemente a través de las resistencias R33, R34).

— la bobina L resulta ser muy grande al realizar el cálculo, se selecciona un valor nominal más bajo L = L4 (Fig. 2) = 150 μH

— elementos amortiguadores C21, R36.

Cálculo del amortiguador:

Por lo tanto L=1/(4*3.14^2*(1.2*10^6)^2*26*10^-12)=6.772*10^4 Rsn=√(6.772*10^4 /26*10^- 12)=5.1KOhmios

El tamaño de la capacitancia del snubber suele ser una solución de compromiso, ya que, por un lado, cuanto mayor es la capacitancia, mejor es el suavizado (menor número de oscilaciones), por otro lado, en cada ciclo la capacitancia se recarga y disipa parte de la energía útil a través de la resistencia, lo que afecta la eficiencia (por lo general, un amortiguador de diseño normal reduce la eficiencia muy ligeramente, dentro de un par de por ciento).

Al instalar una resistencia variable, determinamos la resistencia con mayor precisión. R=1 k

Fig.2 Diagrama del circuito eléctrico de un controlador elevador.

Oscilogramas de funcionamiento en varios puntos del circuito del convertidor elevador:

a) Tensión en varios puntos Sin carga:

Voltaje de salida - 94V sin carga

Tensión de puerta sin carga

Tensión de drenaje sin carga

b) tensión en la puerta (haz amarillo) y en el drenaje (haz azul) del transistor VT7:

en la puerta y el drenaje bajo carga, la frecuencia cambia de 11 kHz (90 µs) a 20 kHz (50 µs); esto no es PWM, sino PFM

en la compuerta y drenaje bajo carga sin amortiguador (estirado - 1 período de oscilación)

en compuerta y drenaje bajo carga con amortiguador

c) voltaje del borde anterior y posterior pin 2 (haz amarillo) y en la puerta (haz azul) VT7, pin de sierra 3:

azul: tiempo de subida de 450 ns en la puerta VT7

Amarillo: tiempo de subida 50 ns por pin 2 chips azul: tiempo de subida de 50 ns en la puerta VT7

sierra en Ct (pin 3 de IC) con liberación de control F=11k

Cálculo del inversor DC-DC (elevador/reductor, inversor) en el chip MC34063

El cálculo también se realiza utilizando el método estándar “AN920/D” de ON Semiconductor.

El cálculo se puede realizar inmediatamente “en línea” http://uiut.org/master/mc34063/. Para un controlador inversor, es básicamente el mismo cálculo que para un controlador inversor, por lo que se puede confiar en él. Durante el cálculo en línea, el esquema cambia automáticamente al esquema estándar de "AN920/D". Los datos de entrada, los resultados del cálculo y el esquema estándar en sí se presentan a continuación.

— transistor PNP bipolar VT7 (aumenta la capacidad de carga) El circuito eléctrico del convertidor inversor se muestra en la Figura 3. Los números de elementos del circuito corresponden a la última versión del circuito (del archivo “Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH ”). El esquema contiene elementos que no están incluidos en el esquema de cálculo en línea estándar. Estos son los siguientes elementos:

— elementos divisores de tensión R27, R29 (establece la corriente base y el modo de funcionamiento de VT7),

— elementos amortiguadores C15, R35 (suprime las vibraciones no deseadas del acelerador)

Algunos componentes difieren de los calculados:

• La bobina L se toma menos que el valor calculado L = L2 (Fig. 3) = 150 μH (todas las bobinas son del mismo tipo)
• la capacitancia de salida se toma menor que la calculada C0=C19=220μF
• El condensador de ajuste de frecuencia se toma C13=680pF, correspondiente a una frecuencia de 14KHz
• resistencias divisoras R2=R22=3.6K, R1=R25=1.2K (tomadas primero para voltaje de salida -5V) y resistencias finales R2=R22=5.1K, R1=R25=1.2K (voltaje de salida -6.5V)

La resistencia limitadora de corriente se toma Rsc - 3 resistencias en paralelo, 1 ohmio cada una (resistencia resultante 0,3 ohmios)

Fig.3 Diagrama del circuito eléctrico del inversor (elevador/reductor, inversor).

Oscilogramas de funcionamiento en varios puntos del circuito inversor:

a) con voltaje de entrada +24V Sin carga:

salida -6.5V sin carga

en el colector – acumulación y liberación de energía sin carga

en el pin 1 y la base del transistor sin carga

en la base y colector del transistor sin carga

ondulación de salida sin carga

Consideremos un circuito típico de un convertidor boost DC/DC basado en chips 34063:

Salidas IC:

1. SWC(colector de interruptor) - colector de transistor de salida
2. SWE(conmutador emisor) - emisor del transistor de salida
3. tc(condensador de sincronización) - entrada para conectar un condensador de sincronización
4. Tierra- Tierra
5. CII(entrada inversora del comparador) - entrada inversora del comparador
6. vcc- nutrición
7. ipk— entrada del circuito limitador de corriente máxima
8. República Democrática del Congo(colector de controlador) - colector de controlador de transistor de salida (también se utiliza un transistor bipolar como controlador de transistor de salida)

Elementos:

L 1— estrangulador de almacenamiento. Este es, en general, un elemento de conversión de energía.

C 1- condensador de temporización, determina la frecuencia de conversión. La frecuencia de conversión máxima para chips 34063 es de aproximadamente 100 kHz.

R2, R1— divisor de tensión para el circuito comparador. La entrada no inversora del comparador recibe un voltaje de 1,25 V desde el regulador interno y la entrada inversora se suministra desde un divisor de voltaje. Cuando el voltaje del divisor se vuelve igual al voltaje del regulador interno, el comparador conmuta el transistor de salida.

C 2, C 3— filtros de salida y entrada, respectivamente. La capacitancia del filtro de salida determina la cantidad de ondulación del voltaje de salida. Si durante los cálculos resulta que se requiere una capacitancia muy grande para un valor de ondulación dado, puede realizar el cálculo para ondulaciones más grandes y luego usar un filtro LC adicional. La capacitancia C 3 generalmente se toma en 100 ... 470 μF.

RSC- resistencia de detección de corriente. Es necesario para el circuito limitador de corriente. Corriente máxima del transistor de salida para MC34063 = 1,5 A, para AP34063 = 1,6 A. Si la corriente de conmutación máxima excede estos valores, el microcircuito puede quemarse. Si se sabe con certeza que la corriente máxima ni siquiera se acerca a los valores máximos, entonces esta resistencia no se puede instalar.

R 3- una resistencia que limita la corriente del controlador del transistor de salida (máximo 100 mA). Generalmente se toman 180, 200 ohmios.

Procedimiento de cálculo:

1. Seleccione los voltajes nominales de entrada y salida: V en, V fuera y corriente máxima de salida yo fuera.
2. 2) Seleccione el voltaje de entrada mínimo V pulg(min) y frecuencia mínima de funcionamiento fmin con seleccionado V en Y yo fuera.
3. Calcular el valor (t encendido +t apagado) máx. según la fórmula (t encendido +t apagado) máx =1/f mín, t encendido (máx.)- tiempo máximo en que el transistor de salida está abierto, rico(máximo)— tiempo máximo en que el transistor de salida está cerrado.
4. Calcular proporción encender/apagar según la fórmula t encendido /t apagado =(V salida +V F -V entrada(min))/(V entrada(min) -V sat), Dónde VF— caída de tensión en el filtro de salida, V se sentó- caída de voltaje en el transistor de salida (cuando está en estado completamente abierto) a una corriente determinada. V se sentó determinado a partir de los gráficos que figuran en la documentación del microcircuito (o del transistor, si el circuito tiene un transistor externo). De la fórmula queda claro que cuanto más V en, V fuera y cuanto más se diferencian entre sí, menos influencia tienen en el resultado final VF Y V se sentó, por lo que si no necesita cálculos súper precisos, le aconsejaría, ya con V pulg(min)=6-7 V, siéntete libre de llevarlo VF=0, V se sentó= 1,2 V (transistor bipolar normal y mediocre) y no te molestes.
5. Conocimiento encender/apagar Y (t encendido +t apagado) máx. resuelve el sistema de ecuaciones y encuentra t encendido (máx.).
6. Encuentre la capacitancia del capacitor de sincronización. C 1 según la fórmula: C 1 = 4,5*10 -5 *t encendido(máx.).
7. Encuentre la corriente máxima a través del transistor de salida: I PK(interruptor) =2*I salida *(1+t encendido/t apagado). Si resulta ser mayor que la corriente máxima del transistor de salida (1,5 ... 1,6 A), entonces un convertidor con tales parámetros es imposible. Es necesario recalcular el circuito para una corriente de salida más baja ( yo fuera), o utilice un circuito con un transistor externo.
8. Calcular RSC según la fórmula: R sc = 0,3/I PK (interruptor).
9. Calcule la capacitancia mínima del condensador del filtro de salida:
10. C 2 =I salida *t encendido(max) /V rizado(p-p), Dónde V ondulación (pp)— valor máximo de ondulación de la tensión de salida. Diferentes fabricantes recomiendan multiplicar el valor resultante por un factor del 1 al 9. La capacidad máxima se toma de los valores estándar más cercanos al calculado.
11. Calcule la inductancia mínima del inductor:

    L 1(min) =t on(max) *(V in(min) -V sat)/I PK(interruptor). Si C 2 y L 1 son demasiado grandes, puede intentar aumentar la frecuencia de conversión y repetir el cálculo. Cuanto mayor sea la frecuencia de conversión, menor será la capacitancia mínima del capacitor de salida y la inductancia mínima del inductor.

12. Las resistencias del divisor se calculan a partir de la relación Vsalida =1,25*(1+R 2 /R 1).

Calculadora en línea para calcular el convertidor.:

(para cálculos correctos, utilice un punto en lugar de una coma como punto decimal)

1) Datos iniciales:

(si no conoce los valores de V sat , V f , V rizado(p-p), entonces el cálculo se realizará para V sat =1.2 V, V f =0 V, V rizado(p-p) =50 mV )

La idea de crear este convertidor se me ocurrió después de comprar una netbook Asus EeePC 701 2G. Pequeño, cómodo, mucho más móvil que los portátiles enormes, en general es una belleza y eso es todo. Un problema: necesitas recargar constantemente. Y como la única fuente de energía que siempre tenemos a mano es la batería de un automóvil, era natural querer cargar el netbook con ella. Durante los experimentos, se descubrió que por mucho que le des al netbook, no necesitará más de 2 amperios, es decir, no se necesita ningún regulador de corriente, como en el caso de cargar baterías convencionales. Belleza, la propia netbook decidirá cuánta corriente consumir, por lo tanto, solo necesita un potente convertidor reductor de 12 a 9,5 voltios, capaz
Dale al netbook los 2 amperios necesarios.

El convertidor se basó en el conocido y ampliamente disponible chip MC34063. Dado que durante los experimentos el circuito estándar con un transistor bipolar externo resultó ser, por decirlo suavemente, no muy bueno (se calienta), se decidió conectar a este microchip un interruptor de campo de canal p (MOSFET).

Esquema:

Se puede tomar una bobina de 4..8 µH de una placa base vieja. ¿Has visto que hay anillos en los que se enrollan varias vueltas con alambres gruesos? Buscamos uno con 8...9 vueltas de cable grueso de un solo núcleo, perfecto.

Todos los elementos del circuito se calculan utilizando , al igual que para un convertidor sin transistor externo, la única diferencia es que se debe calcular V sat para el transistor de efecto de campo utilizado. Esto es muy sencillo de hacer: V sat =R 0 *I, donde R 0 es la resistencia del transistor en estado abierto, I es la corriente que fluye a través de él. Para IRF4905 R 0 =0,02 Ohm, que a una corriente de 2,5A da Vsat=0,05V. Como dicen, siente la diferencia. Para un transistor bipolar, este valor es al menos 1V. Como resultado, la disipación de energía en estado abierto es 20 veces menor y el voltaje de entrada mínimo del circuito es 2 voltios menor.

Como recordamos, para que el interruptor de campo del canal p se abra, necesitamos aplicar un voltaje negativo en relación con la fuente a la puerta (es decir, aplicar un voltaje a la puerta que sea menor que el voltaje de suministro, ya que el fuente está conectada a la fuente de alimentación). Para ello necesitamos las resistencias R4, R5. Cuando se abre el transistor del microcircuito, se forma un divisor de voltaje que establece el voltaje en la puerta. Para IRF4905, con un voltaje fuente-drenaje de 10 V, para abrir completamente el transistor, es suficiente aplicar un voltaje a la puerta 4 voltios menos que el voltaje de la fuente (suministro), U GS = -4 V (aunque en general es Es más correcto mirar los gráficos en la hoja de datos del transistor (cuánto se necesita específicamente para su corriente). Bueno, además, la resistencia de estas resistencias determina la pendiente de los frentes de apertura y cierre del interruptor de campo (cuanto menor es la resistencia de las resistencias, más pronunciados son los frentes), así como la corriente que fluye a través del transistor del microcircuito. (no debe ser más de 1,5 A).

Dispositivo listo:

En general, el radiador podría ser incluso más pequeño: el convertidor se calienta ligeramente. La eficiencia de este dispositivo es aproximadamente del 90% con una corriente de 2A.

Conecte la entrada al enchufe del encendedor de cigarrillos y la salida al enchufe del netbook.

Si no da miedo, simplemente puedes poner un puente en lugar de la resistencia R sc, como puedes ver, yo personalmente hice precisamente eso, lo principal es no acortar nada, de lo contrario explotará :)

Además, me gustaría agregar que el método estándar no es nada ideal en términos de cálculos y no explica nada, por lo que si quieres entender realmente cómo funciona todo y cómo se calcula correctamente, te recomiendo leer.

Muy a menudo surge la pregunta de cómo obtener el voltaje requerido para un circuito de alimentación, teniendo una fuente con un voltaje diferente al requerido. Estas tareas se dividen en dos: cuándo: es necesario reducir o aumentar el voltaje a un valor determinado. Este artículo considerará la primera opción.

Como regla general, puede usar un estabilizador lineal, pero tendrá grandes pérdidas de potencia, porque convertirá la diferencia de voltaje en calor. Aquí es donde los convertidores de impulsos vienen al rescate. Presentamos a su atención un convertidor simple y compacto basado en el MC34063.

Este chip es muy versátil, puede implementar convertidores reductores, elevadores e inversores con una corriente interna máxima de hasta 1,5 A. Pero este artículo solo analiza el convertidor reductor, el resto se analizará más adelante.

Las dimensiones del convertidor resultante son 21x17x11 mm. Estas dimensiones se obtuvieron utilizando piezas de plomo y SMD juntas. El convertidor contiene sólo 9 piezas.

Las partes del circuito están diseñadas para 5V con un límite de corriente de 500mA, con una ondulación de 43kHz y 3mV. El voltaje de entrada puede ser de 7 a 40 voltios.

El divisor de resistencia en R2 y R3 es responsable del voltaje de salida; si los reemplaza con una resistencia de ajuste de aproximadamente 10 kOhm, entonces puede configurar el voltaje de salida requerido. La resistencia R1 es responsable de limitar la corriente. El condensador C1 y la bobina L1 son responsables de la frecuencia de ondulación y el condensador C3 es responsable del nivel de ondulación. El diodo se puede reemplazar por 1N5818 o 1N5820. Para calcular los parámetros del circuito hay una calculadora especial: http://www.nomad.ee/micros/mc34063a/index.shtml, donde solo necesita configurar los parámetros requeridos, también puede calcular los circuitos y los parámetros de los dos. tipos de convertidores no considerados.

Se fabricaron 2 placas de circuito impreso: a la izquierda, con un divisor de voltaje hecho de dos resistencias de tamaño estándar 0805, a la derecha, con una resistencia variable 3329H-682 de 6,8 kOhm. El chip MC34063 está en un paquete DIP, debajo hay dos condensadores de tantalio de chip de tamaño estándar - D. El condensador C1 es de tamaño estándar 0805, un diodo de salida, una resistencia limitadora de corriente R1 - medio vatio, a corrientes bajas, menos de 400 mA, se puede instalar una resistencia de menor potencia. Inductancia CW68 22uH, 960mA.

Formas de onda onduladas, límite R = 0,3 ohmios

Estos oscilogramas muestran ondulaciones: a la izquierda, sin carga, a la derecha, con una carga en forma de teléfono celular, limitando una resistencia de 0,3 ohmios, abajo con la misma carga, pero limitando una resistencia de 0,2 ohmios.

Forma de onda de ondulación, límite R = 0,2 ohmios

Las características tomadas (no se midieron todos los parámetros), con un voltaje de entrada de 8,2 V.

Este adaptador fue diseñado para recargar un teléfono celular y alimentar circuitos digitales mientras viaja.

El artículo mostraba una placa con una resistencia variable como divisor de voltaje, le agregaré el circuito correspondiente, la diferencia con el primer circuito está solo en el divisor.